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三电平五相空间矢量脉宽调制

B. Sakthisudhursun, Jay K. Pandit, and M. V. Aware, Senior Member, IEEE

摘要 对于三电平五相逆变器，现提出了一种简化的空间矢量脉宽调制（SVPWM）算法。这种方法基于两电平逆变器的驻留时间和载波指数来产生三电平逆变器开关的占空比。其基于调制指数自动确定最佳五矢量的合格矢量、区域和切换序列。超过243种可用的载体，113种最适合的载体用于所需的电压参考主要参数，而零矢量平均电压的辅助空间使用适当的转换序列。这种方法也采用冗余矢量在每个次循环中从而平衡直流母线电容器的电压并没有额外的算法或技术都需要平衡直流电容电压。用正负号的功能载体指标的参考位置的识别简化了算法的实现。因此，该方法在更大程度上简化了最优五矢量的实现。该方法在改变载波指数的基础上，可以方便地扩展到任何多相多电平（5, 7，n，n）逆变器。三电平五相逆变器的仿真和硬件结果验证了所提出的简化方法。

关键词：三电平五相逆变器 矢量脉宽调制 矢量 简化方法

1.介绍

多电平逆变器由于其在电压和电流中的低输出谐波、低开关损耗、减小的dv/ dt和降低共模电压等优点，被认为是中、大功率工业应用的替代品。另一方面，多相电机驱动在船舶推进，电力牵引，混合动力和电动汽车等领域由于自身的优势得到重视，并广泛应用。并且与传统的三相驱动相比由于其具有更高的容错性，较低的振幅，以及更高的转矩脉动频率的增加，更少的直流母线电流的谐波，更低的高功率密度的大小，并降低了每相电流。在多相驱动系统中，由于其固有的优点，现在主要研究工作是先发展两电平逆变器的空间矢量脉宽调制（SVPWM），然后发展为三电平逆变器。

在引用文献中，提出了一种SVPWM技术，通过在每个采样间隔中使用大于基矢量时间1.618倍的大矢量，使辅助子空间中的平均电压为零，从而产生无谐波的正弦电压。在另一篇引用文献中，提出了一种基于统一方法的九相二电平逆变器SVPWM技术。在三电平五相应用中，本文提出了一种基于三个最近向量的算法，但不考虑辅助子空间。在引用文献10中，提出了一种三电平五相空间矢量脉宽调制（SVPWM）技术，其目的是减少基于“行走模式”的转矩脉动，选择矢量，但不考虑辅助空间。在引用文献11中，针对五相三电平逆变器提出了一种新的开关冗余多相多电平SVPWM算法，并用FPGA实现。在引用文献12中，考虑辅助子空间，提出了一种三电平五相SVPWM技术的新算法。通过选择适当的矢量和开关序列，辅助空间中的平均电压为零。提出了一种新的区域确定方案来定位参考向量和次区域。根据相位电压关系选择合适的矢量，使电压矢量最小化。所有的切换序列不会产生辅助子空间中的平均零电压。使辅助空间电压为零，优化五载体策略和有效的切换序列提出了相反的最近三矢量的概念。

在引用文献[13]和引用文献[14]中，将三电平SVPWM简化为两电平SVPWM图，提出了三相三电平逆变器的SVPWM。在此基础上，从三电平SVPWM图中构造出许多小六边形，将三电平SVPWM图修改成二级SVPWM图，并以两级相同的方式计算三电平电压矢量的停留时间。但这种方法不能用于五相，因为五相形成十边形是不对称的，而在三相形成的六边形对称。因此，小的十边形不能形成上述方法不能直接扩展为多相应用。

在本文中，一种简化的实现均是基于两级开关时间和载波信号提出了指数。该方法选择OFV及其切换序列的调制指数的价值，给出了不同调制指数的仿真和原型结果，验证了所提出的实现技术的有效性。利用多路复用器的译码逻辑，实现了其实现的复杂性。因此，本文提出的算法降低了复杂性，在确定ofvs。另外，该方法使用五个PWM模块和五个I / O模块的DSP TMS320 F28027上。因此，对多相多电平应用的标准低成本DSP的简单I/O引脚消除了具有更多数量的PWM模块或FPGA 的DSP的需要。

2.三电平五相二极管箝位型逆变器

三电平五相逆变器的硬件结构如图1所示。它由五条引脚组成，每条引脚有四个开关，必须控制在两个互补的组合对中。开关Sx和Sxrsquo;是一对互补的和另一对。通过控制表一所列的四个开关，每条引脚上的电压可以达到三个电压等级。

图一 三电平五相逆变器

因此，可能的开关状态的总数是3^5=243。在这些中，240个是非零向量，3个是零向量。通过加入非零向量的技巧，形成了一批十边形，它由十个不同的领域跨越360°，在主要和辅助空间在电压矢量投影。所有243个矢量都不合格，因为一些电压矢量不遵循参考文献中所阐述的每个扇区中的相位电压关系，并且通过一些矢量的应用使得磁通量互相抵消，如引用文献9中所述。可用的总合格向量仅减少到113个向量。在本文中，Sector-I为例，实例验证了算法的有效性和其他部门可以证明在一个类似的方式。在Sector-I中总计21个矢量包括零矢量是合格的。每个扇区被划分成子区域，如图2所示的虚线。图3显示了基于参考文献12的区域F1中的最佳五矢量切换序列。

图二 合理载体

图三 区域f1中的最优切换序列

3.二能级驻留时间到三能级的映射

两电平逆变器的每一条引脚可用的开关状态分别为1和0。三电平逆变器的开关状态为“p”、“o”和“n”，如表I所示。两电平到三电平的开关状态映射背后的思想是基于以下条件的。

如果参考相位电压是正的，那么相应的引脚电压也应该是正的，反之亦然；

采样间隔的平均正电压将通过在三电平上应用组合“p”和“o”开关状态来获得；为了获得平均负电压组合的“N”或“O”开关状态被应用于三电平；当电压为正时，三电平的“p”或“o”开关状态的顺序和职责由两电平开关状态决定；另一方面，如果引脚电压是负的，三电平的“N”或“o”开关状态的顺序和职责由两电平开关状态决定。

因此，基于两级驻留时间和参考相电压载波指数，可以得到三电平逆变器的驻留时间。两级驻留时间可以用参考文献15中指定的一种简单方法来找到。从参考电压产生载波指数的解释如下。

3.1二级停留时间计算

3.1.1二能级驻留时间计算

通过扩展参考文献13和参考文献15中描述的概念，可以从（1）获得相位电压的虚时间等效。这提供了两级切换时间。

采样时间a、b、c、d和e的参考电压幅值分别为采样时间段和有效时间。如果参考电压为负，则（1）所得到的开关时间可能是负的。为了消除开关的负时间，必须根据有效时间来增加偏移量，并由（5）给出。实际的占空比是通过以下方程获得的：

3.1.2载波指数的产生

载波指数用于查找参考电压的位置。基本上，它用于确定三电平逆变器的参考电压是否大于零或小于零。三级航母指数可以从该函数得到

如图4所示，如果参考电压大于零，则输出为1；如果小于零，则输出为0。每五个阶段的载体指数是由符号函数发现。

图四 载波指数生成

图五 sector-i中相电压的关系

3.1.3映射

根据两级交换时间和载波指数，将第二级开关状态映射为三电平开关状态的逻辑，如表三所示，可以归纳为表2中的真值表格式。

基于以上事实表，二级开关状态三级映射解释所有五相图形两例Sector-I.相电压的关系如图5所示i。第I类是（，，）ge;0和（，）＜0和案例II（，）ge;0和（，，）＜0。对I类和II类三级sector-I开关状态图所示。分别为6和7。

仅从映射得到每个开关的三电平开关状态，而不是每个开关的占空比。每个开关的占空比可以在表一的帮助下获得，如表I所示的第二种情况下的“A”和“E”的占空比如图所示。分别为8和9。

图六Case-I.

图七Case-II.

图八A相的占空比

图九 E相的占空比

3.1.4最优五矢量切换策略的算法验证

基于两级开关状态自动选择基于调制指数的点三电平逆变器的开关状态映射为1，参考向量是sector-i和该部分的F1。

根据参考文献12 ，图3所示的最佳五矢量转换策略是用箭头表示的红线。所提出的方法得到的开关顺序oonno-ponno-ppnno-ppnnp-pponp-ppoop是与图6相同的，在的c参考文献12下的最佳载体。此外，该方法不需要任何额外的平衡直流母线电容电压的算法，因为在每个周期中，冗余电压矢量的使用和应用保持相同的持续时间。

例如，在该地区的F1，oonno和ppoop冗余向量是相同的大小并且他们的应用程序只改变电流方向通过电容器和输出电压的大小。因此，在每个开关周期内，电容器的充电和放电等时间保持直流侧中点电压的电容为零。在不同区域的sector-I的ofvs如表三所示。

3.1.5扩展到多电平空间矢量脉宽调制

该方法也适用于奇数大于三的多级。对于偶数个相位，将为零。例如，为了从两级开关序列中实现五电平五相逆变器的SVPWM，只能改变载波指数。基本上，载波指数表示参考波位于当前采样间隔的载波区域。对于五电平，载波指数将是00, 01、10和11，指示参考波的位置，如图10所示。

图十 五电平载波指数发生器

第四部分 模拟结果

最初，验证所提出的算法，进行了仿真与Matlab的Simulink模块和S函数来生成用于三相五电平逆变器的门极脉冲。用于仿真的参数有：Vdc=250V，直流环节电容值C1，C2为2200mF/ 450 V，ESR 0.06Omega;和每相负载使用R=350Omega;,L =600MH。逆变器的输出频率（f）为50赫兹，开关频率为千赫，采样间隔为0.25mu;m，仿真不考虑互补开关之间的死区时间。

本文将相邻线电压作为线电压。图11示是用三电平五相逆变器简化的SVPWM方法模拟调制指数的相位和线电压。图12是线路电流波形的模拟谐波频谱。线电流中的低次谐波约占基波电流的0.2%。如图13所示，C1和C2中的直流母线电容电压变化约为0.02 V。图14和15分别显示相位、线电压、线电流和它们的谐波频谱。图16所示的直流电容器的变化。

图十一 MI = 1时的模拟相电压、线电压和线路电流

图十二 MI = 1时的线电流的FFT分析

图十三 当MI = 1时的模拟直流母线电容电压

图十四 MI = 0.4时的模拟相电压和线电压

图十五 MI＝0.4时的线电流及其FFT分析

图十六 MI = 0.4时的直流电路电容电压

5.实验结果

在实验室搭建的五相三电平逆变器样机上，对不同调制指数值进行了实验，验证了算法的有效性。功率半导体开关用于逆变器的是IGBT（irg4ph50ud）。电压型逆变器的直流环节电压是单相二极管整流桥产生的。硬件规格与仿真中所用的规格相同。开关频率保持在4千赫，TMS320F28027的发射台用于逆变器所需脉冲的产生。DSP TMS320F28027的发射台在实验中使用的是60兆赫，32位定点处理器具有四代增强型PWM模块的脉冲。每个PWM模块可以产生两个独立的PWM输出，因此总共有八个独立的PWM输出是可能的。除此之外，还有通用的I/O引脚和其他外围功能，如模数转换器、增强的正交编码器脉冲、增强的捕获模块，以及诸如I2C、SPI、SPI等通信模块，使其最适合于电力驱动应用。

基于TMS320F28027增强PWM模块的所有五个阶段获得了两级的开关时间，和载体的索引信息是由五个独立的通用I/O端口DSP获得。根据表一和表中所示的真值表，生成三级开关时间。该逻辑的解码是通过使用简单的2到1，这是实现多路74LS157在驱动芯片IR2111的帮助下得到了互补输出死区。

波形显示两个不同的调制指数，以显示该算法的有效性。图18 -图22显示了从硬件原型构建中获得的实验结果。当五相平衡星形连接负载时，相电压和线电压的电压等级分别为15和5。在硬件样机中，相电压有15个电压电平，线路电压有5个电压电平，这意味着相位电压和线路电压等级的验证符合理论分析。谐波频谱验证了电流不存在低阶谐波，直流母线电容变化显示了有效的平衡神经点电压。同时，样机的硬件结果接近仿真。

图十七 多路复用器解码逻辑

图十八 对MI = 1相电压的实验结果（ch1:5 ms/div，100伏/div）

图十九 对MI = 1线电压的实验结果（ch1:5 ms/div，100伏/div）。

图二十 对MI = 1线电流的实验结果（ch1:10 ms/div，250毫安/div）

图二十一 MI = 1的线电流谐波频谱

图二十二 MI=1时的直流电压关系

直流母线电容电压的变化为直流母线电压V在线性调制范围内的5 V左右。电容电压的变化在表四中给出了不同的调制指数，表明中性点电压没有显著变化。因此，该算法不需要任何额外的技术来平衡直流母线电容电压。在硬件性能上增加电流THD的原因是由于死区在650纳秒左右的非线性，这在仿真中没有考虑，但实际上需要提供死区来避免直流链路的直通。

6.结论

本文提出了一种三电平五相逆变器的简化SVPWM方法。该方法不需要像扇区识别、基于调制指数的特定扇区区域识别等模糊过程，还需要一个最佳的切换序列来获得驻留时间。它采用两级开关时间和载波指数来获得最优五矢量切换策略的驻留时间。因此，三电平五相选择最佳矢量的复杂性大大降低。该方法采用基于两级交换状态和载

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