用于碳化硅MOSFET高频应用的新型谐振栅极驱动电路外文翻译资料

 2021-11-11 11:11

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用于碳化硅MOSFET高频应用的新型谐振栅极驱动电路

摘要:碳化硅(SiC)和氮化镓金属氧化物半导体场效应晶体管(MOS-FET)能够在高开关频率下处理高功率,同时具有较小的开关损耗和导通损耗。栅极驱动器电路功耗与开关频率成正比。从栅极电源获得的功率在传统栅极驱动器(CGD)电路的栅极电阻中消散。不是消耗所有栅极驱动器能量,而是利用谐振原理可以回收或再循环一些能量。这降低了从栅极电源获得的净功率。本文介绍了一种新的谐振栅极驱动器(RGD)电路,与高开关频率的CGD电路相比,它消耗的功率更低。所提出的栅极驱动器专为SiC MOSFET而设计。它可以适当修改,以适应绝缘栅双极晶体管和其他MOSFET。在LTSpice环境中模拟了所提出的电路的性能,并且开发了所提出的电路的实验原型以验证其性能。与CGD电路相比,所提出的RGD电路使栅极驱动器功耗降低了近50%。

MOSFET和IGBT在栅极和源极或发射极之间具有金属氧化物结构。 它可以用输入电容(Ciss)表示,由于米勒效应[14],它不是恒定的。 任何栅极驱动器电路以电荷(Qg)的形式向Ciss提供能量以用于开关转换。 该能量在传统栅极驱动器(CGD)电路的栅极电阻中消散。 如果开关频率增加,则栅极驱动器电路的功耗增加。

在所提出的RGD电路的情况下,该寄生电感加起来如[15]中的谐振电感。这消除了振铃和阻尼阻力的需要[。此外,随着SiC和GaN器件的进步,开关的输入电容变得更低。因此,谐振需要较小的电感值。现在,可以利用印刷电路板(PCB)走线产生的寄生电感,并将其转换为有用的谐振电感[16]。通常,在电力电子转换器中,离线电源用于在输入电源中断期间为微控制器,栅极驱动器,保护电路等供电一段时间(以ms为单位),[17], [18]。这是通过放置一个保持电容来实现的,该电容通常是一个电解电容[19]。在此期间,可能需要将控制器和栅极驱动器信号提供给电力电子转换器。如果控制器和栅极驱动器所需的功率相当,则可以通过所提出的RGD电路减小保持电容器的尺寸。

第二部分介绍了有关现有RGD拓扑的优点和局限性的文献调查。第三节详细描述了所提出的RGD电路的操作,自平衡特性,通用适用性和功耗。第IV和第V节分别给出了仿真和实验结果,以验证所提出的RGD电路的性能。第六节介绍了论文的结论。

已知当流过该节点的平均电流为零时,节点电压保持恒定。在图5中,如果在从节点“x”流出的开关周期lt;iLrgt; Ts上平均的电流为零,则节点“x”处的电压,即v(Cb)保持恒定。来自(2)的lt;iLrgt; Ts的表达式由等于(8)给出,得到与相同的表达式。这个证明了Cb上的电压,即Vg或v(Cb)在稳定状态下保持在由给出的恒定值,而与初始值无关。另外,不依赖于Ca和Cb的值。证明无论Ca,Cb值如何,v(Cb)的平均值根据保持理想条件来维持。如果Vg的初始值小于由(5)给出的稳态值,则在初始开关周期期间lt;iLrgt; Ts的值变为负。这表明一些确定量的电荷流入节点“x”,这导致Vg的上升。这种上升持续到价值

Ts变为零。类似地,如果Vg的初始值大于其稳态值,则在初始切换周期期间lt;iLrgt; Ts的值变为正。这表明一些确定量的电荷流出节点“x”,这导致Vg的下降。这种下降持续到lt;iLrgt; Ts的值变为零。

实际上,Vg保持不变的值也取决于在导通和关断转换期间阻抗的不匹配以及BJT和二极管在谐振路径中的正向压降之和。 v(Cb)的值主要取决于(5)假设在导通和关断转换期间理想且相同的谐振路径。但由于不相同的BJT S1和S3,这两条路径彼此不同。包括正向电压降之和(Vfd)的谐振电感器电流的等式由npn的导通状态电压给出,并且pnp BJT是不同的。因此,Vfd对于每个转换是不同的。在导通和关断转换期间,电感电流iLr将不会具有相同的峰值电流。在不同的电压下,lt;iLrgt; Ts的值变为零,其中Vfd1和Vfd2分别是导通和截止转换期间谐振路径中BJT和二极管的正向压降之和,Vx是表示开启和关闭路径不匹配的因子。如果Ca和Cb的值由于老化或其他因素而改变,则仍然v(Cb)由(10)控制,并且性能不会改变。因此,所提出的RGD电路是可靠的。

元件的选择在降低功耗方面起着至关重要的作用。选择BJT和二极管具有低正向压降,否则谐振期间的能量损失占主导地位。选择光耦合器IC具有低功耗,因为栅极驱动器功耗还包括光耦合器功耗。

1)谐振电感(Lr):基于所需的vgs跃迁时间(Tr)选择Lr的值。建议过渡时间不应超过总时间的10%。过渡时间的表达式由下式给出。其中Ciss是图1(b)所示栅极电荷特性的等效输入电容。使用(11),计算Lr的值,选择Lr的约束条件是谐振电路的特征阻抗(Zo),由下式给出。对于低的Tr值,Lr的值也减小,这又降低了Zo。这导致iLr(t)的峰值增加。因此,寄生电阻的功率损耗,

二极管和BJT增加,它降低了功率节省。增加Lr可以降低峰值电流,从而降低功率损耗。但是,vgs转换时间(Tr)根据(11)增加。它增加了MOSFET的开关损耗。因此,应选择Lr的最佳值,使得vgs转换时间较短且功率节省适中。在本文中,基于仿真和数学分析,将220nH的谐振电感器Lr用于50ns的vgs跃迁时间Tr,其中Ciss的值为950pF。然而,由于内部栅极电阻和谐振路径中存在的其他电阻,实际转变时间大于所选择的值。

2)钳位电阻(Ra,Rb):这些电阻的目的是限制钳位阶段的电流。这些电阻与图1(a)中的Rg具有相同的目的。每一个都选择为20Omega;。

3)BJT开关电路(R1,R2,R3,C1,C2):由R2,C2和R3组成的电路为S1和S3提供脉冲。应该选择R2使得BJT进入饱和区域。 C2的目的是通过光耦IC,R2,C2和R3阻止Ciss的充电和放电。C2的值应最多为10 ti。

MOSFET和IGBT是电压控制器件。不同的MOSFET和IGBT的栅极电压要求不同。一些MOSFET需要单极栅极电压(例如,0至15V),而一些MOSFET和IGBT可能需要具有相等幅度(例如,-10至 10V)的双极栅极电压。 还有一些IGBT和SiC MOSFET需要具有不等幅度(例如,-5到 20V)的双极栅极电压。表示CGD电路,图1表示MOSFET的栅极电荷特性。 通过选择合适的栅极驱动器电源(VCC和VEE),可以实现任何MOSFET或IGBT的栅极驱动电路。 在导通转换期间,VCC必须向Ciss提供总电荷Qg = Qg1 Qg2,以将其从VEE充电至VCC。同样,在关断转换期间,VEE还向Ciss提供Qg,以将其从VCC放电至VEE。CGD电路消耗的功率如图所示。

其中Qg是切换转换所需的总电荷,如图所示,fs是开关频率。耗与工作开关频率fs成正比,与Rg无关。降低栅极驱动器电路中的功耗的一种方法是通过恢复或再循环能量。已经提出了使用共振原理的各种能量回收和再循环技术。给出了不同的RGD架构。这些RGD电路或者采用串联谐振原理或并联。

RGD电路产生的栅极电压与栅极电源无关。栅极电压由谐振电路的品质因数决定。为了解决这个问题,在谐振周期结束后将栅极端子钳位到VCC和0 V。RGD电路使用额外的电容器来在馈电期间馈电和存储能量。在RGD操作期间,需要在导通转换后复位电容器。为此,在电容器两端连接一个与电阻串联的额外开关,这会产生额外的损耗。在更有效的RGD电路在关断转换期间将能量馈送回栅极驱动器电源,并且在能量传输期间不需要额外的电容器来存储能量。然而,由于钳位器件,RGD电路只能产生单极性栅极电压。

为了产生双极栅极电压,提出了几种RGD电路。这些RGD电路采用并联电阻原理。RGD电路使用四个开关。但是,这些开关都不能将栅极端子钳位到栅极电源。没有夹紧栅极端子的问题。但RGD电路只能产生相等电压幅度(例如-20到 20 V)之间的栅极电压转换。在这中给出了它的的修改电路,其中交换了谐振电感器和谐振开关的位置。由于这种交换,仅通过改变谐振电感(Lr)端子的连接就可以产生单极性和双极性栅极电压。

特别针对GaN MOSFET的RGD电路如图所示。它们将能量输送回供应。 [15]中的RGD电路与[24]类似,不同之处在于它采用负栅极电源。RGD电路采用额外的电容和二极管来利用正栅极驱动器电源产生零伏和负电压之间的电压转换。这些RGD电路只能产生单极电压。

上述RGD电路可以产生仅具有相等幅度的单极或双极电压。然而,SiC MOSFET要求栅极电压在-5和-5之间转换。 20 V用于切换。 [28]中的RGD电可用于此目的。该电路有一个产生电容的电容器。每个开关转换包括两个阶段:谐振和钳位。在共振阶段,能量被再循环,并且在夹紧阶段期间,如果有的话,由能量供应损失。

双脉冲测试(DPT)夹具旨在实验验证所提出的RGD电路的性能。已经采取了所有必要的预防措施来防止杂散电容,电容和电阻同时具有尽可能小的PCB尺寸。添加输出滤波器组件可将DPT夹具外部转换为降压转换器。谐振电感(Lr)因其低值而被选为空心电感。它采用轮式公式设计。所提出的RGD电路的测试设置如附录中的所示。为了验证所提出的RGD电路的有效性,最初CGD和提出的RGD电路都是用等效Ciss的虚拟电容器而不是实际的MOSFET实验性地实现的。RGD电路也用于功耗比较。图15示出了CGD电路的波形和具有虚拟电容器的所提出的RGD电路。米勒效应是不可观察到的。使用虚拟电容器进行测试可以深入了解栅极驱动器的功耗和vgs转换时间。图16(a)示出了在CGA电路,所提出的RGD电路和[27]中的RGD电路在漏极电流为12A时切换SiC MOSFET时的波形。图示出了谐振电感器电流iLr在旁边与vgs和vds。电感电流iLr通过取1Omega;电阻上的电压差来测量,该电阻与谐振电感串联。谐振电感电流不是正弦曲线。原因可归结为测量方法,米勒效应和寄生元件引起的振铃。 CGD电路设计用于以最大开关速度操作SiC MOSFET。发现具有CGD电路的MOSFET的上升时间和下降时间分别为23和20 ns,这非常接近数据表值。同样,所提出的RGD电路也设计为与CGD电路相同的开关速度。上升时间和下降时间分别为21和19.2 ns的Lr值为0.6mu;H。这表明CGD电路和提出的RGD电路在几乎相同的开关速度下进行比较。

电源VCC和VEE仅需要提供能量以分别满足由Delta;vg1和Delta;vg2表示的vgs损耗。所提出的RGD电路的功耗表达式由下式给出Pgate =(Delta;Qg1| VCC | Delta;Qg2| VEE |)fS(15)其中Delta;Qg1是VCC为满足损耗而提供的电荷Delta;vg1和Delta;Qg2是VEE提供的用于满足损耗的电荷Delta;vg2。

图1(a)所示的CGD电路的电源VCC和VEE必须在导通和关断转换期间单独提供Qg1 Qg2的电荷,这从图1(b)中可以看出。 CGD电路的功耗也可以写成Pgate =((Qg1 Qg2)| VCC | (Qg1 Qg2)| VEE |)fS。

从充电的观点来看,Delta;Qg1和Delta;Qg2远小于Qg1 Qg2。因此,所提出的RGD所消耗的功率远小于CGD电路所消耗的功率。使用SiC MOSFET和SiC二极管的降压转换器在LTSpice仿真软件中进行了仿真,并用于实验研究。降压转换器由CGD电路和RGD电路运行。用于模拟和实验实现的组件在附录中给出。

元件的选择在降低功耗方面起着至关重要的作用。 选择BJT和二极管具有低正向压降,否则谐振期间的能量损失占主导地位。 选择光耦合器IC具有低功耗,因为栅极驱动器功耗还包括光耦合器功耗。显示了栅极 - 源极电压(vgs)和栅极电流.Ca和Cb值的任何容差对所提出的RGD电路性能的影响可以忽略不计,因为v(Cb)高于和低于7.5 V时的自平衡特性。如第III-D部分所述,v(Cb)保持在7.5 V,与初始v(Cb)出了当由所提出的RGD电路在400V的直流链路电压和8A的漏极电流驱动时的SiC MOSFET的波形。在这种情况下观察到栅极驱动器功耗几乎保持不变。在图10中通过模拟显示,[27]中的RGD在Lr上产生电压应力。图20表示相同的现象。图21展示了所提出的RGD电路的可控性,其中Lr =1.2mu;H,Ra = Rb =40Omega;。上升时间和下降时间分别为33和30ns,大于图16的上升时间和下降时间。

通过测量从栅极电源提取的电流来找出每个栅极驱动器电路消耗的功率。该功耗包括光耦合器IC消耗的功率。其值为95 mW。假设光耦合器IC消耗的功率保持恒定,而与开关频率无关。表II显示了功耗与虚拟电容器和SiC MOSFET的比较。使用所提出的RGD电路,具有几乎相同的上升时间和下降时间,功耗提高了44.5%。如果排除光耦合器功耗,则观察到改善为71.4%。RGD电路比CGD电路消耗更少的功率,但不是建议的RGD,因为RGD在开启期间消耗更多功率。

为了表明所提出的RGD是通用栅极驱动器,RGD采用Si MOSFET工作,VCC = 15 V,VEE = 15 V,直流链路电压= 50 V.图22显示了vgs和vds的波形。图23示出了由(10)控制的v(Cb)的自平衡,即0V。因此,对于VCC和VEE的任何值,所提出的RGD电路自身调整v(Cb)的值。并且与CGD电路相比,为电源开关提供脉冲,同时消耗更少的功率。

本文提出了一种适用于串联谐振原理的通用RGD电路。所提出的电路能够产生单极性栅极电压以及具有相等和不相等幅度的双极性栅极电压。它在其中一个电源上使用两个串联电容,其中共点连接到谐振电感。在串联谐振中用作电压源的这个共同点需要平衡。然而,该电路的设计使得公共点和地之间的电容器的电压由于电路的操作而自平衡。从数学上证明,与CGD相比,所提出的RGD消耗更少的功率。通过实验证明了所提出的RGD电路的操作,自平衡特性和普遍适用性。建议的RGD可以节省44.5

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