FPGA平台下饮料自动贩卖机系统的设计与实现外文翻译资料

 2022-03-22 09:03

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摘要 - 本文提出了并网光伏(PV)级联H桥(CHB)逆变器的先进控制策略。电路拓扑结构由串联连接的适当数量的功率单元(H桥配置)组成,并由各个PV模块提供。所采用的控制方法是通过排序算法执行的混合阶梯PWM技术,以确定单元的开关状态。通过计算每个直流链路上的电压误差(例如,通过考虑最大功率点跟踪(MPPT)参考和最大功率点跟踪(MPPT)参考之间的差异),单元的状态与特定单元的充电或放电需求相比,测量量)。专用的P&O MPPT允许独立控制每个直流链路的电压;从而即使在不匹配的情况下也增加了功率提取。为了证明所提出的方法的有效性和可行性,对单相五级PV CHB的实验室原型进行了一组实验。控制部分使用dSPACE实时硬件平台在FPGA上实现;从而获得完全专用的数字电路。实验结果表明,在正常操作和不匹配条件下,MPPT效率,总谐波失真和功率因数方面表现良好。

基于FPGA的并网光伏CHB逆变器的高级控制策略

Marino Coppola, Fabio Di Napoli, Pierluigi Guerriero, Diego Iannuzzi, Santolo Daliento, and Andrea Del Pizzo

关键词:并网多电平转换器,光伏(PV)电源系统,梯度PWM调制。

命名规则

FPGA的主时钟频率

PWM信号

第i个单元的开关状态的离散值

电网电流

逆变器输入电流

第i个电池的PV电流

滤波后的第i个电池的光伏电流

电网电压

第i个电池的输出电压

逆变器输出电压

逆变器输出电压参考

过滤后测量直流电压分类矢量的第j个元素

PV面板的开路电压

第i个电池的PV电压

第i节电池的MPPT电压基准

滤除第i个电池的PV电压。

PV电压参考的最小阈值。

第i个单元的第j个功率器件的开关状态。

第i个电池的电压误差。

分类的电压误差向量的第j个元素。

MPPT时间步长。

电压读取过程的时间间隔。

排序算法时间步长。

第i个单元的直流链路电容。

调制区域。

线路电感的电感。

电池的通用数量。

|、导言

近年来,全球对可再生能源的需求持续增长,太阳能发电对清洁发电的贡献更大; 因此,假设在匹配电力需求方面发挥相关作用。 在这种情况下,主要问题之一是光伏能源在现有配电系统中的最佳整合。 因此,并网光伏(PV)功率转换系统领域的研究兴趣呈指数增长。 这些转换器的主要目标是通过正确跟踪PV面板的最大功率点(MPP),减少损耗和谐波失真,同时提供高可靠性,增加输送到电网的功率[1],[2]

为了满足上述要求,已经提出了几种功率转换系统用于将PV发电机接入电网。四种主要的拓扑结构[3],[4]:集中拓扑,串和多串拓扑,交流模块拓扑。现在认为集中式拓扑已经过时,而由于其MPPT能力增强和固有的模块化,对串和多串拓扑结构的兴趣越来越大。尽管如此,后者的拓扑结构通常包含两个功率级:1)作为前级的升压DC-DC转换器,以获得足够的直流母线电压和/或获得更宽的跟踪范围;以及2)作为第二级的逆变器,以生成交流市电电压。作为升压DC-DC转换器的替代方案,可以使用有级变压器来达到电网电压。上述解决方案也用于交流模块拓扑结构,但专用于单个面板[5],[6]。分布式直流/交流功率转换能够消除光伏模块之间的失配损耗[3],[7],从而实现更好的MPPT能力和模块性。不幸的是,交流模块拓扑结构需要高电压放大以满足电网电压水平。

此外,如已知的,在单晶硅(c-Si)和多晶硅(poly-Si)太阳能电池板中,在正常工作条件下,MPP位置在标称开路电压的约20-30%辐照和温度变化。不幸的是,由于旁路二极管效应,在不均匀辐照水平下的串中,全局MPP可能位于此范围之外。因此,对于字符串应用程序来说,MPP跟踪范围很宽。另一方面,在单独的面板应用中,由于每个面板都被单独控制,所以旁路二极管效应不存在。具体而言,在[8]和[9]中,提出了具有单独的PV面板功率优化器[发电控制电路(GCC)]的PV逆变器,以便从串中的每个单个面板获得最大功率,也在不平衡的条件下。此外,它还表明全球P-V曲线总是表现出单个MPP。因此,不需要很宽的MPPT范围来有效跟踪全球MPP。

因此,最佳解决方案应该能够保证交流模块拓扑在分布式功率转换(即避免失配损失)方面的优势,同时利用使用单个直流/交流功率转换级的可能性,而不是多级 升压拓扑。

无论是高压变压器还是中压变压器,一种新兴的解决方案都是将多电平变流器用作并网光伏系统的接口。具体而言,级联H桥(CHB)配置为将每个H桥单元连接到隔离直流电源(例如PV模块或串)[10] - [15]的可能性提供了有吸引力的解决方案。该电路拓扑的主要优点如下:1)能够适应不同电压和功率水平的模块化结构,因此允许在H桥单元的级联(即串联)单元之间共享升压; 2)取决于所使用的单元的数量,可扩展到多个电压阶的多级波形。电压电平数量的增加也使我们能够降低总谐波失真(THD),相对于传统转换器提高输出电压和电流的质量[16]。因此,输出滤波器要求在符合电网谐波标准时变得很弱[2]。

此外,CHB电路拓扑允许分别控制每个直流链路的电压,从而提高MPPT质量。 这后一个特征允许最大化PV功率提取; 从而在不匹配的情况下也提高了系统效率。

缺点是CHB逆变器的电路拓扑结构更复杂; 从而导致更精细的控制策略。 实际上,不同的H桥单元共享相同的电网电流; 因此,必须实施独特的电网电流控制回路。 此外,即使在由于电池的不同温度和太阳辐射而导致不平衡状况的情况下,该控制方法也必须确保稳定的电路操作[4]。

本文介绍了单相配置的电路较少的变压器操作,并且不需要DC-DC升压级。为了强制直流电源(PV电池板)的有功功率进入电网,需要执行比电网电压峰值更高的整体直流母线电压。因此,电池和光伏组件的数量N必须正确选择以满足这些要求。此外,应采用适当的多电平调制技术。 PV CHB应用最喜欢的选择是PS-PWM和[2]中的[1],[11] - [14],[18],[18]中报告的相移脉宽调制(PS-PWM)在文献[19]中采用了相移不连续脉宽调制(PS-DPWM)控制三相并网系统,而在[20]中选择了电平移位PWM(LS-PWM)消除(SHE)通过使用人工神经网络(ANN)来执行。通过考虑具有N个功率单元的CHB结构,多载波调制技术(PS-PWM,LS-PWM)需要在相位和/或垂直位置正确修改N个不同的三角载波,从而导致更复杂的调制器电路。值得强调的是,PV应用需要电池之间的不平衡功率分配以满足不同的需求光伏组件的运行条件; 从而导致具有不相等DC源的PV CHB逆变器。因此,必须适当调整先前的多载波调制策略,以确保每个H桥单元能够处理其对应的PV发电机的功率。在文献[10]中,使用了能量平衡控制器,以及[2]中为了实现所需单元的功率平衡而对LS-PWM执行另外的旋转载波方法。在文献[11]中,基于每个小区可用功率计算的功率控制器被执行,文献[14]采用基于无功功率控制的电压平衡策略,而在[13]和[17]中,无功功率提出控制以满足本地负载的非有功功率需求,同时实现功率因数(PF)校正和最小化分配损耗。此外,在文献[20]中,SHE方法通过非确定性逼近方法扩展到不等直流源,从而为神经网络的实时应用提供了数据支持。另一方面,本文提出了通过排序算法实现不同的方法 - PWM技术[21] - [23]必须处于PWM操作状态,而其他处于固定状态才能获得所需的多电平波形。所提出的调制非常适合具有不等直流源的CHB拓扑结构,并利用单元之间的不平衡功率分配以获得降低的开关损耗和改善的转换器效率。事实上,多电平阶梯波形与高频分量合成,每个周期只对应一个单元,类似于多载波PWM,但不同之处在于减少了开关损耗[24]。显然,分类策略必须是正确地适应于正在研究的特定应用。信标序列通过计算每个直流链路的电压误差(例如,通过考虑MPPT参考和测量的数量)。特别是,电池充电是绕过电池本身而实现的,从而导致直接连接到PV电池板,该PV电池板是专门为电池充电的唯一来源(例如,不使用电网以获得该结果)。

图1.单相2N 1级并网PV CHB逆变器。

II、 系统配置和建模

所研究的并网光伏多电平逆变器如图1所示。通常,CHB多电平变换器由串联连接的通用数量为N的H桥电池组成。 该电路拓扑对串或者模块连接到电网是有用的。 图1报告了用于光伏交流模块连接到电网的单相2N 1级CHB逆变器。 每个光伏发电机连接到一个H桥逆变器,而每个H桥逆变器的输出(vHi)与电网串联,以便合成所需的交流输出波形(见图1)

A.CHB拓扑描述:

CHB逆变器拓扑结构提供输出电压波形

根据开关器件的不同状态,每个H桥能够产生三个电压电平,如表I所示。因此,逆变器的交流输出为2N 1个电压等级波形。 通过将开关状态定义为二进制信号(即,on = 1; off = 0),每个单元的输出电压可以被容易地写入,其中i可以假设三个离散值: 1,-1,0。然后,替换 如果连续切换函数hi在区间[-1, 1]内有界,则电路的动态行为可以描述如下[1]:

其中L是输出滤波电感器的电感,而Ci是直流电容器的电容,用于直流电源(即PV电池板)和转换器之间的功率去耦。 变流器输入电流iin与电网电流反相。

III、控制策略

采用的控制策略旨在实现以下主要目标:

1)独立控制每个直流母线电压,以提高MPPT质量,从而确保在不匹配条件下最大化PV功率提取;

2)将来自光伏发电机的全部有功功率转移到电网。通过确保总直流母线电压高于电网峰值电压[15],可以首先达到该结果。这种情况对变压器没有电网连接也是强制性的。此外,输出电流iin(见图1)必须在单位PF [2]注入低谐波含量的电网;

3)在级联转换器的输出处合成多级交流波形(vinv);

4)即使在不平衡的情况下也能稳定转换器的运行。

为了满足先前的要求,主逆变器控制如图2所述执行。外部控制回路将整个直流母线电压调节为由MPPT算法给出的参考总和(),其操作将会在下一节中详细介绍。可以注意到,为了避免输出电流(即电网电流)[1]中的150Hz谐波分量,通过使用100Hz带阻数字滤波器对直流电压进行适当滤波(vpvi_f)。

第一PI控制器提供转换器输入电流的期望幅度(即,应当传送到电网的有功功率)。 然后将该幅度乘以单位正弦波以导出电流参考。 由于输出电流(即I grid = -iin)必须与电网电压同相,PLL(锁相环)电路提供适当的正弦波形。

内部控制回路调节电流并计算电压参考值,必须将该参考电压减去电网电压才能获得转换器的交流侧参考电压。此外,后者适当调整并归一化以形成正弦参考 在PWM调制器的输入端。 从逆变器输出参考电压中减去的参考量和归一化量(见图2)取决于排序算法的决策,如以下各节所述。

图2. PV CHB逆变器的控制方案。

A. MPPT算法

本文采用传统扰动观测(P&O)MPPT方法,即在监测功率行为(观察)的同时,根据正梯度机制,电压基准变化(扰动)。该算法对每个单元周期性地和单独地执行。

MPPT输入量(即PV电压和电流)是数字滤波的,用于在dc-ac转换中自然提高的100Hz交流波动。在给定的MPPT迭代步骤中,过滤的量vpvi_f和ipvi_f被测量并相乘以获得PV功率。将后一次测量的功率与前一次迭代步骤的功率进行比较,以便执行下一个电压基准。

迭代周期TMPPT应该足够大以确保电压控制环路在每个迭代步骤达到施加的电压基准。在我们的实验中,参考电压步长固定为0.5 V,而MPPT时间等于0.1 s。

此外,跟踪电压范围具有最小阈值Vmin,以保证交流侧多级波形的合适合成;它代表了MPP跟踪范围的下限。为了保证稳定的系统运行,强制执行的电压范围不包括I-V曲线的区域[15]。

为满足以前的要求,通过考虑温度和辐照范围并考虑直流链路的标称交流电压波动,vpv_min等于最小MPPT电压。

B. CHB调制策略

所提出的调制策略是阶梯式和单极性PWM的混合。表II中报告的CHB转换器的每个单元可能处于可能的四种状态之一。在第一种状态下,单元被旁路,而在第二和第三种状态下,单元被插入,其输出电压分别固定为 vpvi,-vpvi。在最后一个状态中,通过使用PWM信号gj正确调制单元(见图2)。

所提出的技术通常基于将电网电压分成N个不同的区域。值得强调的是,用于合成多电平波形的单元的最小数量必须至少等于大于 grid / vpv_min的最接近的整数,或者我们可以考虑调制线性区域中的操作,目的是定

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