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基于二维平空间矢量脉宽调制的简化多电平空间矢量脉宽调制方案
摘要：提出了一种基于二级SVM的简化多电平空间矢量脉宽调制（SVM）方案。 将具有相同幅度和相位角的电压矢量应用于级联多电平逆变器（CMLI）的各个功率单元，并且各个矢量的刷新时间按顺序延迟，从而相应的多电平输出电压波形被格式化。 在每个采样周期内，基于二级SVM算法只计算一级单元主辅电压矢量的导通时间，计算复杂度与单位级联数无关。 然后简化算法，并且增强可扩展性。 仿真和实验结果证明了该新方案的有效性和可行性。
1 介绍
通过将多个H桥逆变器与低电压功率开关级联在一起，级联多电平逆变器（CMLI）实现了高压场中的功率能量转换，并改善了其较低dv / dt和输出电压中较低谐波的电磁特性，从而吸引更多研究人员的关注和广泛应用。 作为关键的有效因素，多电平调制方案已被广泛研究。 在各种多电平方案中，相移正弦脉宽调制（PS-SPWM）和多电平空间矢量脉宽调制（SVM）是两个最重要的方案。 与PS-SPWM等方案相比，多电平支持向量机具有直流母线电压利用率较高的优点，可以很容易地与基于坐标变换的电机控制策略接口，适合用数字信号处理器（DSP）和现场可编程门阵列（FPGA） ） 等等。 由于多层次支持向量机的计算复杂度随着层次数的增加而增加，但多层次支持向量机通常用于层数小于7的情况。
最近，研究人员减少了复杂性多级SVM方案已成为热点。 在两层支持向量机的简单多层次支持向量机方案中，张等人介绍了一个准时计算方法，其中三级空间矢量图分为六个两级空间矢量图。 六个虚拟六边形的中心的位置通过三层空间矢量图的分离而被找到。 但是，此方法不适用于超过三级的运行时间计算。徐等人也提出了一个三电平逆变器的简单方案，其中三电平空间矢量图分为六个双电平空间矢量图。 需要两相到三相转换来计算虚拟两电平逆变器的原点偏移点。 通过改变原点并进行60度坐标变换，使用两级方程计算导通时间。 然而，对于n级，这个方案需要两次转换才能获得每个两级空间矢量的导通时间。
Loh和Holmes也将两级SVM的思想应用到n级逆变器中。 他们将n级的空间矢量图划分为所有可能的两级空间矢量图，并提出将变换用于在n级中找到两级六边形的中心空间矢量图。Gupta和Khambadkone将扇区分成许多三角形，并提出了参考矢量所在三角形的一个识别算法。 在各种三角形中，导通时间是基于两级算法计算的。 在三级案例中，这种方法比前者更为简单。 然而在n级案例中，三角形的数量较多，并且计算变得相当复杂。
基于上述考虑，与常规多电平支持向量机相比，基于二级支持向量机的简化算法在小电压矢量选择和切换序列选择方面简化。 但是当级数增加时，小电压矢量的导通时间计算仍然很复杂。 为了降低复杂度，本文提出了一种新颖的简单多层次支持向量机方案 - 单位向量重叠时延多级支持向量机（OTD-SVM）。 与传统相比多电平支持向量机，新颖的OTD-SVM具有近似的性能和较简单的算法，与电平数无关的导通时间计算，不考虑小电压矢量和切换序列的选择，不需要显着增加计算并且更容易实现。 给出了七电平和二十一电平逆变器新型方案的仿真结果，并与传统方法进行了比较。 还提供了七级OTD-SVM的实验。
2简化的多级SVM方案原理
2.1 CMLI的等效电路
三相三电平逆变器原理框图如图1a所示，每相由一个H桥逆变器组成，每个相由一个H桥逆变器组成，因此称为单级逆变器。 它可以分成两个三相两电平逆变器，分别由三个左臂臂和右臂臂组成，如图1b所示。 可以看出，级联逆变器的输出电压等于两个两电平逆变器的两个输出电压矢量之差。 对于CMLI的N级单元案例，它也可以拆分为2N两级逆变器。 通过用两电平SVM控制各种二电平逆变器的输出电压矢量，可以得到多电平输出电压波形。 因此，两级SVM被用于CMLI。
2.2 三级案例的调制原理
Uh1三电平合成输出电压矢量级联逆变器等于总输出的Ul1（输出等效逆变器的电压矢量由三个左侧桥臂）和LRI（等效输出电压矢量）逆变器由三个右桥臂组成），如图1a所示，它被描述为
为了获得每个H桥逆变器的三电平输出电压波形，应分别基于两级SVM计算Ul1和Ur1的导通时间。 为了简单计算，我们提出了一种新方法，在其中仅基于两级SVM算法计算Ul1的导通时间，并且然后延迟时间为T/2（T为采样周期）的相同矢量被操作为右桥臂。 因此，Ur1的导通时间计算是不需要的。 该方法被称为单位向量OTD方法，它参考了PS-SPWM方案的思想。 在PS-SPWM方案中，右臂的载体相位与180°相位滞后在同一个H桥逆变器中采用左桥臂。180度的相位差对应于时域中的Ts/ 2。 应该注意的是，右桥臂上下开关的信号应该交换，因此输出电压矢量是Ul1和Ur1之和。
如果输出电压矢量的幅度是U，那么Ul1和Ur1的幅值近似为U / 2。 在图2中显示了扇区II中矢量合成图，其中一阶单位具有一定的矢量角，从中我们可以看到两个矢量之间的微小相位差被生成。 由于采样周期较短，导致合成电压矢量仍然等于两个矢量之和，所以可以忽略该差异。 合成电压矢量的幅值可以得到
2.3 多级案件的原则
对于多电平情况，假设每相的单位数为N，则根据等效逆变器将总合成电压矢量U#39;Nsum分解为具有相同幅度的2N个电压矢量，
图2单级单元输出矢量的重叠原理
其中Uli和Uri分别是第i个（i 1，...，N）左侧和右侧臂的输出电压矢量。 多级输出电压波形可以通过将时间Ts/ 2N逐个延迟每级单元的输出电压矢量的导通时间来获得。 只需计算Ul1的导通时间，U里相对于Ul1的导通时间的延迟时间为
Uri相对于Uli的导通时间的延迟时间仍然是Ts/ 2，所以Uri相对于Uli的接通时间的延迟时间是
因此，获得各种小电压矢量的所有接通时间。 图3示出了在N级单元的扇区II中具有一定合成时刻的各种小电压矢量的重叠图。 由于矢量刷新时刻的数量是2N，相应的矢量重叠状态也是2N。 该图只显示了Ts/ 2时刻对应的矢量重叠状态。 每个小矢量和总合成矢量之间的幅度关系为
幅度的调制比例是
其中UDC是每个单元的直流母线电压。
图3 N级单元的重叠原理
3 幅度损失和优化分析
从上面的讨论，可以知道有一个微小的各种电压矢量之间的相位差，在实际的合成输出电压与预期的输出电压之间造成微小的幅度损失。在这分析了总合成电压幅度丢失与采样周期之间的关系。 然后根据分析结果优化OTD-SVM的性能。
为了简化分析的复杂性，将在5个级别的情况下分析关系。 由两级单元组成的5级逆变器相当于四个两级逆变器。 在一个采样周期内，四个两电平逆变器可以输出四个电压矢量，因此根据OTD-SVM的原理，有四个矢量开关矩，相邻两个开关矩的间隔相同。 图4中示出了四个矢量切换时刻的扇区II中的矢量重叠图，其中Uli（k）（i =1，2）表示等效的输出电压矢量逆变器由第i级单元的左臂臂组成第k个采样周期。 Uri（k）（i = 1,2）是输出电压等效逆变器矢量在第k个采样周期内由第i级单元的右臂组成。 U2j（k）（j1,2,3,4）表示相应的总合成电压矢量到第k个采样周期中的第j个向量重叠状态。
图4在一个采样周期内，ve级OTD-SVM的向量重叠过程
a（k-1）采样周期期间的最后矢量重叠状态
b第k个采样周期内的第一个开关时刻
c第k个采样周期内的第二个开关时刻
d第k个采样周期内的第三个切换时刻
e第k个采样周期的第四个切换时刻
图4a示出了第（k-1）个采样周期的最后一个向量重叠状态。 图4b示出了第k个采样周期到来时的矢量重叠状态，此时Uli的接通时间被计算并刷新为第一次，则Uli沿逆时针的旋转角度为
其中fr是输出电压的基频。 此时，其他电压矢量保持其状态。 图4c显示了第二个切换时刻的状态。 此时，Ul2的接通时间被刷新，这与Ul1的接通时间相同。 因此，Ul2逆时针旋转到Ul1的相同位置。 所有其他电压矢量以相同的法则依次刷新其状态。 对应于其他两个切换时刻的矢量重叠图显示在图4中 d和e。 从这些图中可以看出合成的振幅第一和第三开关时刻的向量是一致的。 第一，第二和第四转换时刻的计算如下。
从图4可以看出，在每个开关时刻，合成矢量和两电平逆变器的各种矢量形成三角形。 合成的幅度第一和第三开关时刻的向量可以基于余弦定理得到
第二和第四转换时刻的合成矢量的幅度可以按照与第二和第四转换时刻相同的方式获得
和
可以证明，在各种矢量合成的情况下，仅当三角形是等腰三角形时，合成矢量的幅度最短，即最小。 结论也可以类似地适用于N阶段单位的情况。
根据以上结论，N阶段单元情况下合成矢量的最小幅度为
预期合成电压矢量的幅度为
图5
确定幅度损失的比例为
用（8）代入（15），结果是
从（16）可以看出，幅度损失的比率是Ts和fr的函数。 三个变量之间的三域曲线如图5所示，由此我们可以得到随着Ts的减小而显着减少。
随着fr的增加变化不明显。所以，Ts充当的主导因素。 为了更清楚地说明三个变量之间的关系，表1示出了具有fr= 50Hz的的一些确定值。 可以看出，当Ts小于0.33ms，即fr大于3kHz时，为
约0.1％，已经达到要求的行业应用。
4 仿真结果和分析
使用MATLAB / SIMULINK软件模拟OTD-SVM。 首先，在fr为50Hz和m2为0.9的情况下模拟具有不同Ts值的输出电压波形和快速傅里叶变换（FFT）。 图6显示了Ts（fr）的模拟结果1毫秒（1千赫），0.33毫秒（3千赫），0.2毫秒（5千赫）和0.1毫秒（10千赫）。 可以看出，随着fr的增加，低次谐波的幅值减小。
表1对应于Ts
图6具有不同采样周期的5级OTD-SVM的相电压和FFT
a 1kHz
b 3 kHz
c 5 kHz
d 10 kHz
高次谐波幅值近似相等，只有分布中心不同。 通过选择Ts（fr）的最优值，振幅损失和谐波分量都能很好地满足实践的要求。
为了进一步评估性能，OTD-SVM与七级案例中的传统多级SVM相比较，其中Ts，fs和m3分别为0.33ms，50Hz和0.9。 图7分别显示了所提出的OTD-SVM和常规多电平SVM的输出电压和FFT的仿真波形。 尽管Uli和Uri之间的相位差很小，但相位差太小，几乎不会影响总合成电压的总谐波失真（THD）。 这两种方案呈现类似的电压波形。 也就是说，OTD-SVM获得与传统相似的性能。
这两种方案的性能比较如下：图8显示了OTD-SVM的输出电压波形和在21级案例中使用m10=1的传统SVM。 表2和表3显示了不同调制比的两种方案的模拟数据。
从以上分析可以看出，级数越高，幅度损失可以忽略不计。 两种方案的性能表现出输出电压波形，基波分量和谐波分布等方面的一致性。
5 实验结果
OTD-SVM方案是使用基于DSP FPGA控制板的三相七级实验室原型实现的（如图9所示）。 主电路由三级单元构成，即共九台交直交变频器和输入隔离变压器。 隔离变压器有九个二次绕组，分别连接到九个单元的输入直流电路。 部分实验参数如下：直流环节为65 V，Ts为300 m2为0.8，fr为50赫兹。 驱动三相对称星形连接的RL负载（R为200 V，L为20 mH）。
图10显示了七级的实验波形OTD-SVM方案。 从图10中，我们可以看到同一H桥的左右桥臂的两个信号的形状是相同的，并且右桥臂（信道B）的控制信号相对于左侧（信道A）延迟一个固定时间。 延迟时间是Ts/ 2，即150 ms（与（5）一致，图10a）。 控制信号在不同的开关周期内具有均匀的延迟时间，因此可以得到一个三电平单元的输出电压波形。 两者之间的延迟时间左边的上部开关的两个控制信号第一个单元和第二个单元在同一相位的臂是Ts/ 6，即50 us（与（4）和N =3和i= 2重合（图10c）。 第一个单元（通道B）和第三个单元（通道A）的左侧桥臂上部开关控制信号之间的延迟时间为T\/ 3，即100 ms（与（4），其中N =3和i =3，图10d）。 A，B相的总输出电压电平数为7，与仿真结果一致。 相位差120度并且输出电流波形都是更好的正弦曲线。
图7输出电压波形和FFT
a 一个传统的SVM
b OTD-SVM
图8 21级情况下的输出电压波形
a 一个传统的SVM
b OTD-SVM
表2传统SVM的仿真结果 表3 OTD-SVM的仿真结果
图9三相七电平实验室原型示意图
将实验结果与[16]中提出的常规方案进行比较。 可以看出，两个输出电压波形具有相似的形式，包括电平数，一个单元的输出电压和总输出电压等等。 它表明所提出的方案具有与传统方案相似的性能。 前面的实验结果表明，所提出的OTD-SVM方案很容易实现。 该多层支持向量机的复杂度显着降低，扩展性明显增强。
图10七级OTD-SVM的实验波形 全文共6009字，剩余内容已隐藏，支付完成后下载完整资料
资料编号：[11330]，资料为PDF文档或Word文档，PDF文档可免费转换为Word
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