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使用同步SVPWM和DSP技术控制的三电平逆变器
摘要
三电平逆变器具有一定的优势超过两级逆变器，因此他们特别应用于中压高功率应用程序中。三电平逆变器可以合成双倍的电压电平使用类似的额定电压设备。因此，功率处理能力可以加倍。对于给定的开关频率，三电平电压即可具有双倍的带宽。相对于两电平逆变器，三级逆变器能改善总谐波失真（THD）。在大功率逆变器中的开关频率被限制为低值以便减少开关功率损耗。在高性能应用领域中，三电平逆变器是最有前途的选择。在这种情况下一种三电平逆变器的简化的空间矢量PWM方法被提出并详细描述。所提出的SVPWM方法具有以下特征。无需确定开关序列查表，所以控制器的内存可以保存。计算电压矢量的停留时间的方法与两电平逆变器SVPWM相同。从而所提出的方法减少了三电平SVPWM的执行时间。空间矢量理论同步PWM方法与半波对称解释了三电平VSI的三相对称。这个提出的算法的实现使用TMS320F2812 DSP处理器。实验结果也一样被呈现。实验波形显示HWS和TPS为每个扇区的样本数量的任何整数值。线电压不存在三次谐波表明逆变器输出电压有三相对称性。还介绍了TMS320F2812 DSP处理器理论。
关键词
Ⅰ 简介
三电平逆变器具有一定的优势相比两电平逆变器，因此他们发现特别适用于中压高电能应用。 三电平逆变器可以合成双倍的电压电平使用类似额定电压的器件。 因此，电能处理能力可以倍增。 对于给定开关频率，三电平电压可以双倍带宽。 三电平逆变器在两电平逆变器的基础上改善了总谐波失真（THD）。 大功率逆变器开关频率被限制为低值以降低开关功率损耗。 在这样的情况下变频器的输出电压会具有低阶谐波。输出电压必须同步其基本组成部分为了消除
在两级逆变器的情况下，波形对称性和同步性获得到了样本数的奇整数值，每个部门和一个样本应在中心，所有其他样品应放置对称放置在其两侧，这项工作的目的是利用三电平空间矢量的类似的功能和为导致同步PWM波形输出设计SVPWM序列，一半波对称性（HWS），四分之一波对称性（QWS）和三相对称（TPS）。
正如这篇论文后来解释的，三级SVPWM计算复杂度二级SVPWM，三电平逆变器固有的中点电位变化被有效地抑制，充分展现了以上所提到的三电平逆变器的优点。所以许多PWM策略已经被提出来解决中性点电位不平衡问题，[ 6 ]他们中的很多都集中在中点电位控制方法，同时仍使用复杂住宅时间计算和开关序列选择方法，本文为三电平逆变器呈现了一种简单的SVPWM方法。
通过使用新的PWM策略，住宅时间计算和开关序列选择容易做成在传统的两电平逆变器，三电平SVPWM序列的设计要求两电平逆变器相比的不同的方法，由于空间向量中存在额外的冗余，零向量不再是公共向量空间区域常见的矢量。目前的工作结果表明通过适当的SVPWM序列设计可以得到同步和各种任意整数脉冲的波形对称性数（P），定义为开关频率fsw到基频Fs。这个被提到的PWM技能方法在TMS320F2812 DSP控制器实施，实施详细和典型的实验结果也在论文的后面部分提出。
II简化空间向量PWM方法
三电平NPC变频器如图2.1所示，逆变器各相的开关状态在上面列出的表2.1。在每一个阶段有三种开关状态1,0,-1，所以在三阶段三电平逆变器存在27开关状态，通过采用三电平空间矢量图逆变器，SVPWM的基本原理方法很容易解释。
三电平空间矢量图变频器如图2.2所示，由六个是传统两电平逆变器空间矢量图小的六角形构成，这六个六角形中的每一个，构成一个空间矢量图三电平逆变器有中心（分别是A，B，C，E，F）形成小的六角内部的六个点，如图所示图2.2. 如果这六个小的六角形通过Vdc/3超着内部那个六角形移动，三电平逆变器的空间矢量图就简化为一个二电平逆变器。
图1 三电平二极管箝位逆变器
表2.1 开关状态
图2 npc三电平逆变器的空间矢量图
为了简化为上文所说的两电平空间矢量图，必须遵循以下两个步骤，首先给定参考矢量的位置，一个六边形必须从六个子六边形之间选择，其次，从原始参考电压矢量减去所选择的六边形的矢量（枢轴矢量）中心电压。 通过这两个步骤，将三电平空间矢量平面转换为两电平空间矢量平面。
然后确定电压矢量持续时间的切换和计算，就像传统两电平SVPWM方法一样。作为提出的SVPWM方法原则上与传统的两电平SVPWM相同，各种在二电平SVPWM使用的技术也可以应用于这个提出的方法。每个子六边形的枢轴矢量在表2.2中列出。
表2.2枢轴矢量和逆变状态
传统的SVPWM序列将有切换Vzx 到Vx 到Vy到Vzy。Tz间隔同样衍生Vzx枢轴向量之间和Vzy在上面表格的定义。状态Vzx是定义为通过开关组状态只有一相的状态Vx。同样的状态，状态Vzy定义为状态Vz切换只得到了单相逆变器的Vy状态。这些序列确保每个采样间隔，每个的相位切换至少一次。
III TMS320F2812 DS控制领域
在TMS320系列里，TMS320C28x是几代数字信号处理器（DSPs）的几个不动点之一，C28x_是源代码和目标代码与C27x_的兼容，此外,大部分写成c2xlp CPU的代码可以重新在C28x装置里运行，CPU是低成本32位定点数字信号处理器（DSP），此设备借鉴最佳功能数字信号处理，精简了指令集计算（RISC）和微控制器体系结构，固件和工具集。DSP功能包括修改哈佛体系结构和循环寻址，RISC的特点是单周期指令执行，寄存器到寄存器操作，
和修改哈佛架构（可用于冯诺伊曼模式），微控制器的特点包括使用直观指令的易用性设置，字节包装和解包，和位操纵。
修改后的哈佛体系结构CPU使指令和数据提取可能并行执行，CPU可以读取指令和数据同时写入数据维护单周期指令操作管道，CPU超过六个单独地址/数据总线。c28x DSP的特点是从C27x 到 C2xLP CPUs最小化迁移尝试的兼容性模式。这个设备的工作模式是由一个在objmode和AMODE位组合身份登记1（ST1）决定的。OBJMODE位允许你的代码编译一个C28x之间选择（objmode = = 1）和代码编译为一个c27x（objmode = = 0）。该模式也或多或少允许你在C28x / c27x指令寻址之间的选择模式（模式= = 0）和c2xlp兼容指令寻址模式（模式= = 1）。
IV程序流程和控制脉冲的生成
用于生产的SVPWM所需的控制信号的算法（一步一步过程）如下，
1.对应于Tga，Tgb和Tgc的计数是为逆变器各自加载在比较寄存器CMPR1，CMPR2和CMPR3。
2.等于开关频率的斜坡频率是为EVA存储在T1PR。
3.T1cnt登记被初始化为零，每个时钟后脉冲t1cnt递增并与寄存器的内容相比较。一个比较匹配出现在GP定时器计数器与比较寄存器是一样时，之后是在输出过渡。
4.低电平有效：暗示关闭序列
5.高电平有效：暗示打开序列
6.需要的过渡型被配置在ACTR.写入一个适当的控制字。
7.开关次数TGA，TGB， TGC被提前一个时期计算。
8.计算之后，它们加载在比较寄存器的阴影寄存器里，（阴影寄存器是一个与活动寄存器具有不同的物理地址的相关的寄存器。
9.当t1cnt达到寄存器T1PR的周期值时，周期匹配中断发生和中断脉冲形成。
10.T1CON如此配置，当有一个周期匹配，活动比较寄存器加载影子寄存器与相应的内容。
V 结果
使用了MATLAB的一些在下面呈现的仿真结果，上述一定的新算法得以实现。使用MATLAB在整体上采用v / f控制速度范围，模拟SVPWM方案。不考虑调制（速度），等于42的固定样本数在一个整个周期中选择，这意味着相位相邻两个样品之间的位移是等于360 / 42即8.57度。
极电压Vao，相电压Van，线间电压Vab和它们的归一化谐波频谱如图3到6所示，各自的调制指数分别为0.2，0.4、0.6和0.866，可以注意到，由于v / f采用控制，MA = 0.866对应于50Hz基频，在图5中给出了不同样品数的THD图，在图5中比较THD具有和具有对称性被展示，在图6中Tga的值被列表并绘制该图从DSP处理器获得的值。
图3 整个线性区展示
图4线对线电压和归一化MA = 0.866的谐波谱
图5 THD有无对称性比较
图6从DSP处理器得到的TGA波形
总结
在高性能应用领域三电平逆变器是最有前途的选择。在这项工作中针对三电平逆变器的简化的空间矢量PWM方法被提出并且被详细描述，这个所提议的的SVPWM方法有以下功能
a . 确定开关序列， 没有查找表，所以可以节约控制器的内存。
b. 电压矢量的停留时间作为两电平SVPWM.以相同方式计算，因此建议方法减少了三电平SVPWM的执行时间。
基于同步PWM理论的空间矢量的理论，与半波对称和三相位法，三电平VSI的对称性一起得到了解释。在使用TMS320F2812 DSP处理器下，被提议的计算法得以实现，同时实验结果也被呈现。实验波形显示任何整数值的HWS和TPS每个扇区的样本数。来自线电压的三重谐波的缺少表明逆变器输出电压具有三相对称性，这个关于TMS320F2812 DSP处理器也被提出介绍。
参考文献
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