1.3-µW 0.6-µm CMOS电流频率模拟数字转换器 植入式血糖监测仪外文翻译资料

 2022-03-22 08:03

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译文

1.3-micro;W 0.6-micro;m CMOS电流频率模拟数字转换器

植入式血糖监测仪

摘要:血糖监测仪,如许多生物医学植入物,必须自主操作,集成到小空间,并对身体保持不显眼。问题是,虽然包括足够大的电池以在整个寿命中维持系统阻碍了集成,但是其能量储存器尺寸不足以适应小型化平台缩短了操作寿命。幸运的是,收获能量节省了空间,因为环境(而不是设备)存储系统所需的能量。然而,收割机每单位体积产生的功率很小,因此可植入传感器必须在严格的功率约束下操作。因此,本文提出了一个1.3-mu;W,0.6-mu;mCMOS电 流-频率(I-F)模数转换器(ADC)。提出的基于差分,基于滞后的ADC使用nA范围输入电流来设置和比较电压振荡和自产生参考,以分辨电流型葡萄糖传感器产生的输入电平。原型ADC最终从1.2 V电源抽取1.1mu;A,以225 Hz的采样速率以4.25位精度解决0 - 32 nA,这种相对简单且易于理解的电路和布局修改可将精度提高到5位。

关键词:生物医学植入物,血糖监测器,传感器接口,CMOS模拟数字数据转换器,ADC。

1、介绍

糖尿病是一种破坏身体代谢葡萄糖能力的疾病,目前占世界人口的2.8%,到2030年为4.4%[1]。为了控制血流中的葡萄糖水平,疾病的治疗包括周期性地测量血糖浓度。这种严格调节血糖的好处是相关并发症的减少高达40%-75%[2],尽管危险的低血糖的流行率增加也是不幸的副产物[3]。目前,这样的监视器是可商购的,但是用户必须大约每三天更换传感器,还需要佩戴电子阅读器和患者可能使用的任何胰岛素泵[3]。这样的维护计划不仅在情绪上有负担,而且易于疏忽,因此对患者具有风险,这就是为什么延长血糖监测器的操作寿命仍然是当今研究的主题。

将功率电感耦合到系统中是绕过相对大的电池的体积需求的一种方式,然而接近供电源和这种再充电周期现在已成为的限制因素。例如,[2]中的作者通过发送源无线地为一个完整的体内血糖监测系统供电; 然而,为了系统操作,外部源必须保持在植入物的4cm内并且经历频繁的再充电循环。从周围环境,而不是外部设备收获能量,从生物医学植入物中去除这些距离和频率要求[4]。这里的挑战是,当收割机从实际上无限来源获得能量时,它们产生相当低的功率水平。

例如,微小的电池,像是薄膜锂离子(Li离子),可以补偿收割机的不规则性,但不能补偿它的低功率(因为它的电池必须小)。 在这样的系统中,如图1所示,当收割机无法利用足够的能量时,锂离子储存能量以提供按需功率。尽管如此,由于所提供的功率低,系统的接口,处理和遥测部件不能耗散很多功率。

虽然无线遥测通常是主要的功率约束,但是植入物不经常进行通信,并且当它们进行通信时,询问器通常在附近(在厘米内)。另一方面,如果不是连续地,传感器接口块会更频繁地操作,因为糖水平可以在任何时间上升或下降。在这方面,模数转换器(ADC),将感觉输入连续地转换成用于后续处理和存储(即,存储器)的数字形式,是在严格的功率限制操作中心。注意,如果没有ADC,处理和存储模拟数据时需要更多的功率,并且传输更多(未处理的数据)。

本文提出了一个概念验证,电流频率能够将nA的分辨率精确到5位精度,同时从1.2V电源提取1.1mu;A。提出的ADC接收的输入范围对应于什么电流传感器产生,并且其操作所需的功率电平在能量收集系统可以提供的范围内[5]。 本文还研究了基于频率的ADC中的延迟对线性度的影响,目前并没有这种文献,来理解和改善所提出的ADC的线性度。所提出的技术的新颖性是电路拓扑:两个迟滞比较器如何在差分模式和简单逻辑,转换和比较输入和参考电流到频率。最终,驱动特性是紧凑的,其优点是低功率和对电压/电流-频率ADC固有的延迟误差的内置补偿。

在介绍电路时,第2节提供了架构上下文来描述用于收敛的拓扑结构上提出的标准。第3节详述了ADC的理论操作和限制,留下了第4节的晶体管级设计细节。第5和6节介绍和评估实验性能,第7节得出相关结论。

2、微功耗模拟-数字转换器

文献中报道的大多数现有技术的微功率ADC使用逐次逼近技术将模拟信号转换为数字域。为此,它们通常包括二进制加权电容器形式的数模转换器(DAC)。 然而,不幸的是,由于电容器需要空间和功率(用于充电和放电),并且这些DAC中的电容随着每个附加位而增加两倍,因此管芯面积和功率精确地几何增加。最终,消除这些影响的唯一方法是减小所有缩放电容器的尺寸,这降低了阵列的匹配性能,并且因此限制了ADC的精度性能。

相比之下,低速架构中的模拟元件的尺寸,例如Sigma;-Delta;,双斜率和电压/电流频率(V / I-F)转换器,不能精确规模[16],因此功率和芯片面积不随每增加一位增加。因此,由于传感器通常监视缓慢移动的信号,所以这些ADC更好地适合于收割机供电(即,功率约束)的微传感器。其中,V / I-F电路具有额外的优点,因为它们(i)固有地是单调的[17],(ii)自然地产生串行数字流,无线电可以在没有进一步处理的情况下使用其中,(iii)嵌入了滤波噪声的积分器[18],并且如果差分处理,(iv)产生对电源中的纹波相对不敏感的时域信号(因为差模中的处理电压和电流消除共模变化)。

然而,非线性的压控振荡器(VCO)报告V / I-F ADC时通常采用限制线性性能。因此,为了提高线性度,采用具有放大器和DAC的负反馈[16],这样也会消耗功率。类似地依赖于负反馈以通过动态调整其电源电压来使体驱动CMOS环形振荡器的响应线性化。另一方面,将输入信号范围限制到仅几百mV,这限制了ADC的功能[21]

I-F ADC的一个基本问题是,电路中的固有延迟构成时域误差。换句话说,高线性度要求延迟明显短于最短振荡周期。该要求的问题是减少延迟等于增加系统中关键块的速度(即带宽),这通常意味着更高的功耗。因此,由于低功率意味着延迟是最短振荡周期的很大一部分,因此理解延迟对线性度的影响在mu;W系统中是至关重要的。

3.建议的微控制器电流 - 频率ADC

基于频率的ADC通常匹配采集器供电的电流葡萄糖监测器强加的低功率和低速度要求。更具体地,因为葡萄糖传感器最终产生电流,将输入电流引导到基于斜坡的振荡器的电容器中,将电流直接转换成频率,这意味着这种电流-频率ADC不需要包括额外的功率消耗级来调节输入。此外,这些ADC中固有的积分电容可滤除不必要的噪声。

不幸的是,作为时域误差的电路延迟在这些mu;W(即,带宽受限)系统中是普遍的。为此,图2中提出的电流-频率ADC试图匹配和消除(而不是缩短)输入振荡器与参考的延迟。这里的基本思想是计算输入路径在参考转换时间TREF上经历多少振荡。因此,如果两个路径中的延迟匹配,则输出计数D O与i I成正比并且与延迟无关。

3.1操作

更具体地,当电流iI和IR提高和降低电容器电压vC(1)和vC(R)到比较器的窗口限制时,输入和参考滞后比较器CPI和CPR切换vF(1)和vF(R)。跳闸CPI和CPR改变开关SWI和SWR的连通性以反转iI和IR的方向,从而反转斜坡vC(1)和vC(R)进位。结果,如图3所示,两个环路来回振荡,如vC(1)和vC(R)上升和下降到CPI和CPR的上限和下限窗口限制。为了确保CPR切换比CPI快,IR设计大于最高可能的iI,并且为了确保两个环路在每个其它方面相互模拟,CPI和CPR是相同的,CI和CR也是相同的。

因为iI是葡萄糖水平的间接测量,所以iI变化如此缓慢,使得对于所有实际目的,在ADC的整个采样周期(在这种情况下为TREF)中iI是恒定的。因此,在交替周期中将iI导入和离开CR以相等的速率在CPI的滞后窗口VH(I)上上下波动vC(1),因此vC(1)的上升和下降时间tR(I)和tF(I)相等,总输入周期TI为

VH(I) =VT(I) – VT(I),系统从其建立参考时间TREF类似地设置参考周期TR

其中CI等于CR并且IR大于iI(通过设计),所以TR比TI短。然后,参考路径计数VF(R)中的2N个(例如,在这种情况下为32)个实例以将TREF(经由DREF)设置为2NTR。 在建立TI和TREF的情况下,输入路径计数器计算VF(I)(使用DI)中的TI实例,直到DREF在TREF时钟为止,锁定输出锁存,使 DO变为

其中floor函数描述了计数器的量化效应当舍入到最接近的整数。

为了确保DO与先前的转换无关,当计数器启动时,VC(R)和VC(I)必须同相。 否则,允许计数器在TREF(图3中)启动可能会在正好足以改变输入路径对VF(I)计数TI的次数的时间内移位计数点。因此,系统通过在TREF处的浮动CR将VC(R)保持在VT ,直到VC(I)在VT 处达到峰值,此时计数器复位为零并重新开始计数(在TSTART处),因此ADC可再次对iI进行采样。

注意,每个振荡器也是Sigma;-Delta;结构。从Sigma;Delta;角度看,构成一位DAC的开关SWI和SWR将输入电流iI和IR与反馈信号vF(I)和vF(R)混合以产生用于CI和CR的误差信号(其模拟Delta;角色)积分(执行Sigma;函数)。CPI和CPR然后量化(即,数字化)积分的误差信号,并且计数器对它们进行抽取。然而,请注意,以上述方式同步VC(R)和VC(I)消除了这些Sigma;Delta;电路通常固有的一阶噪声整形特性[16]

3.2 转换精度

除了其他非理想因素,转换精度,和任何ADC一样,取决于参考。因此,电流参考IR必须抵抗电源电压,工艺参数和温度的变化。为此,设计工程师通常将电源抑制(PSR)和温度补偿电路并入基于带隙的参考[23]。在这方面,典型的是对参考进行级联并预调节其电源(以增加对电源的阻抗),以及对输出中的一阶和二阶温度漂移分量进行微调(即校准)和补偿[24]。幸运的是,葡萄糖监测器的周围环境是人体,因此温度变化小。仍然,传感器电流iI老化,也就是说iI,或者对于所有实际目的,IR随时间漂移。因此,IR的修整的低功率参考是必要的,因此包括在开发的原型中。然而,系统应该定期校准IR以补偿iI的老化效应。对于具有较宽温度变化的应用,基于带隙基准的6.7-nW,165ppm /℃的参考可能是足够的。

3.2.1 环路延迟错误

在参考之后,最重要的误差源是延迟TI和TR在TREF上引入的延迟数量的不匹配,因为这种不匹配偏移了适合TREF的TI的数量,这是另一种说法是ADC错误计

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