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超高频变频器的拓扑和控制研究
摘要：随着电力电子技术的快速发展，超高频(30–300兆赫)功率转换器（VHF）逐渐成为研究的重点，这可以大大减少成本以及无源元件的体积，并且有助于提高系统功率密度。然而，使用如此高的频率，已经出现了许多的挑战和困难，例如切换特性、拓扑特性和控制方法.本文从超高频变频器的发展背景出发，描述了VHF的概况和发展前景。介绍和比较了在超高频条件下采用的不同拓扑结构。与此同时，本文也研究和分析了超高频变换器的谐振驱动策略和控制方法，为超高频变换器的进一步发展提供了参考。
关键字：VHF,拓扑,谐振驱动,控制策略
1 简介
随着电力电子技术的发展，超高频功率转换器(VHF,30~300MHz）已逐渐成为一个热门研究方向。通过提高系统的工作频率，超高频功率转换器可以有效减小无源元件的体积，提高功率密度。同时，由于频率的增加，在每个操作周期期间组件的传输和存储能量可以显著减少。因此，可以加速瞬态响应。无源元件的总价和体积的减少有利于系统的集成和制造。
超高频变频器的拓扑结构是通过射频功率放大器技术和电力电子技术的结合提出的。功率放大器可以将DC分量转换成高频交流分量，这类似于开关模式的逆变器级电源(SMPS)。目前，基于现有拓扑结构的超高频变频器的研究已经成为许多研究者关注的焦点。将逆变器与相应的整流器相结合，已经制作出了不同拓扑结构的超高频变频器，其具有诸如小体积、高功率密度和快速响应速度的优点。尽管超高频系统具有这些优点，但高开关频率对半导体器件的选择提出了严格的要求，诸如寄生参数的利用、电路的设计以及无源元件的设计。
在超高频变频器中，随着系统开关频率的增加，开关损耗也会相应的迅速增加。因此，必须降低开关和驱动电路的损耗，以确保高效率。在现有的超高频变频器中，研究者们主要采用零电压开关(ZVS)技术来降低开关瞬间电压和电流重叠引起的功率损耗。此外，为了降低驱动电路的损耗，还提出了谐振驱动电路，其可以利用存储在开关输入电容中的能量
除了拓扑和驱动方法之外，超高频变频器的另一个重要方面是控制方法。对于传统的变换器，脉宽调制或脉冲频率调制(PFM)被用于在闭环控制中调节系统的驱动信号。然而，这两种方法都不适用于超高频系统。因为在这样的高频条件下，很难对驱动信号的占空比或工作频率进行采样和调整。同时，周期或占空比的变化会影响开关的工作模式。因此，已经研究了一些合适的控制方法来调节输出电压，并在输入电压或负载改变时保持开关在软开关模式下运行。
本文详细地介绍并分析了超高频变频器的相关技术。在现有超高频变频器拓扑的基础上，介绍了超高频变频器拓扑的设计原理。第二节分析了不同逆变级、整流级和匹配网络的特点。第三节探讨超高频系统的驱动方法，对自谐振驱动电路和多谐振驱动电路进行了全面的分析和比较。第四节讨论超高频变频器的控制策略。第五节则阐述了超高频变频器领域的挑战和机遇。
2 拓扑结构分析
A 变频器拓扑概述
如图1所示，甚高频DC-DC变频器的电路拓扑结构通常由三部分组成:逆变级、匹配网络和整流级。逆变器级将直流电压转换成交流电压；整流器级将交流电压调节为恒定的直流输出电压。逆变器和整流器采用谐振和软开关技术，以降低系统开关损耗。在逆变器和整流器级之间，匹配网络用于调整整流器的等效负载，从而使转换器能够达到所需的输出功率。
图1 超高频变频器器示意图
在高频条件下，开关和二极管的开关损耗会大量增加。为了保证系统的效率，开关和二极管应实现软开关以降低损耗。在目前的研究中，大部分的超高频电路都是基于单开关结构，以避免浮动驱动。结合不同结构的超高频功率放大器，采用E类拓扑和phi;2类拓扑构成逆变和整流级。下面几节将详细介绍这三个部分。
B 逆变级分析
图2为了E类谐振逆变器电路的示意图。电感、电容和相应的谐振回路构成E类逆变器网络。需要注意的是，是开关的输出寄生电容和并联分立电容的总和。当开关断开时，电感低频和电容谐振。为了降低超高频条件下的开关损耗，开关应在ZVS（零电压开关）状态下工作。通过对谐振频率、工作频率和占空比的综合设计，当驱动信号输入时，开关两端的电压可以精确为零，从而实现软开关特性。在理想情况下，寄生电容的开关可以精确地充当逆变器级中的谐振电容器，因此不需要增加额外的电容。然而，开关的寄生输出电容随其类型而变化，寄生电容的值随着漏源电压的变化而非线性变化。因此，并联分立电容通常是必要的。
图2 E类谐振逆变级电路
虽然E类逆变级的拓扑结构简单，开关可以工作在软开关状态，但是存在的主要缺陷是开关的漏极-源极电压应力非常高。当开关占空比为50%时，漏源电压应力约为输入电压的3.6倍，这意味着必须采用高额定电压的开关，这样系统的成本也就相应增加了。由于高压应力，这种拓扑的应用范围受到很大限制。
针对这些问题，学者们期望引入高次谐波来降低开关两端的峰值电压。图3示出了通过叠加基波和三次谐波电压有效地降低了开关两端的峰值电压。基于上述方法，提出了如图4所示的ф2类逆变器，并广泛用于超高频变频器。该拓扑可以满足软开关要求，并有效降低开关两端的电压应力。
图3 加上三次谐波的期望电压波形
图4 phi;2类谐振逆变级电路
ф2类逆变器源自E级电路。输入谐振网络由、、和组成。在参数设计过程中，为了使开关漏极-源极波形在第二谐振频率呈现低阻抗，将和的谐振频率设置为接近开关频率的两倍。然后，应调整谐振回路，使其在基波和三次谐波频率下表现为高阻抗，并具有适当的低频和三次谐波。由于一次谐波和三次谐波的叠加，开关两端的电压波形近似为梯形。开关的电压应力可以降低为输入电压的两倍，因此这种拓扑结构可以被广泛应用。同时，这种开关仍然能够保持良好的ZVS特性。然而，与E类谐振整流器拓扑相比，和的引入增加了系统的尺寸和成本，也提高了电路设计的复杂性。因此，应根据不同的系统要求选择超高频变频器的逆变器拓扑。
C 整流级分析
在超高频DC-DC功率转换器中，逆变级将DC信号转换成高频交流分量，整流器将交流信号转换成所需幅度的DC输出信号。同时，在超高频变频器中，整流级电路也决定开关两端的阻抗。对于谐振整流电路的设计，理想的工作状态是输入基波电压和电流同相，从而降低环流，提高整流效率。在这种情况下，整流器可以用电阻器代替。在非常高的频率条件下，二极管的ZCS特性也可以通过电感器和电容器的谐振来实现，这可以降低二极管的开关损耗。
图5和图6分别显示了两个常用的谐振整流器电路，它们可以根据对偶特性从E类逆变器推导出。每个谐振整流电路由一个谐振电感、一个谐振电容和一个二极管组成，包括二极管的寄生电容。当二极管接通时，二极管阳极电压被输出电压箝位。相反，当二极管阻断时，电感和电容开始谐振，实现二极管的零电流开关特性。根据输入源的不同类型，图5所示的电路被称为电压驱动整流电路，而图6所示的电路被称为电流驱动整流器。它们都提供了从输入端到输出端的DC路径。其优点是DC组件可用于输送部分所需能量，减少系统损耗并提高效率。然而缺点是输出电压必须高于输入电压，这意味着转换器只能在升压条件下使用。同时，实现降压转换时，需要一个DC阻断电容。
图5 电压驱动的E类谐振整流级
图6 电流驱动的E类谐振整流级
虽然二极管工作在零电流开关状态可以有效地降低开关损耗，但是在谐振整流器中，二极管导通压降也会造成很大的损耗。特别是在低输出电压条件下，系统效率会受到很大影响。为了解决上述问题，提出了一种基于同步整流的新方法，用开关代替二极管。开关由适当的信号驱动，以实现所需的整流器特性。该方法导通压降小，能有效降低导通损耗。然而，必须增加额外的驱动电路，这又增加了驱动损耗。此外，同步整流开关和逆变开关的驱动信号需要满足特定的时间关系，这在超高频情况下是非常困难的。因此，应根据系统的具体要求来决定甚高频功率变换器的合适整流级。
D 匹配网络级分析
如图所示的超高频DC-DC功率变换器，通常在逆变器和整流器之间增加一个匹配网络，起到阻抗变换的作用。如此，整流器的输入电压和电流通常被设计成同相，然后整流电路可以用一个等效阻抗来表示，它可以通过匹配网络来转换，以满足在所需输出功率下阻抗值的要求。有两种匹配网络:隔离型和非隔离型。隔离型匹配网络采用变压器作为阻抗转换元件，实现系统输入端和输出端的电气隔离。在较宽的频率变化范围内，变压器具有恒定的阻抗转换特性。然而，在超高频条件下，变压器会引入更多的非理想参数，如寄生电容、漏电感、磁化电感等。通过优化设计，可以有效地吸收和利用变压器的漏电感和磁化电感。然而，由于相邻绕组之间的相对面积，寄生电容无法消除，这将影响系统的性能和工作模式。因此，在不要求电气隔离的应用中，非隔离匹配网络被广泛采用。
图7显示了一些常用的非隔离匹配网络的拓扑结构。从频域特征来看，这些匹配网络可以分为低通匹配网络和高通匹配网络。在超高频变频器中，更适合选择高通匹配网络，因为它能把基波和其它高次谐波的能量传递给负载。这意味着与低通逆变器相比，逆变器的能量可以得到充分利用。图7(b)是高通匹配网络的最简单结构，称为L型。它只包含一个电感和一个电容。同时电容器与负载串联，起到DC阻断电容的作用。有了这个匹配网络，转换器可以实现升压和降压转换。同时，将L型匹配网络与电流驱动整流器相结合，将匹配网络的电感和整流器的电感合并为一个电感，有效减少了元件数量和相应的损耗。图7(d)和图7(f)为pi;型和T型匹配网络。通过优化设计，这两种电路可以保证负载变化条件下的阻抗角转换保持恒定，有利于保证开关在不同输出功率下的软开关特性。非隔离匹配网络只能在一定频率下达到所需的阻抗传递比。当匹配网络的工作频率改变时，阻抗传递比也会改变，从而影响开关的工作模式。因此，考虑到不同匹配网络的优缺点，匹配网络的拓扑结构应根据系统的具体要求来选择。
图7 不同的非隔离匹配网络图
E 超高频变频器的典型拓扑
基于逆变器级、整流器级和匹配网络的不同类型，逐渐提出了许多具有不同特性的超高频变频器。图8显示了SEPIC超高频变频器的电路，逆变器级是E类拓扑，整流器级是电流驱动谐振拓扑，并且匹配网络是L型高通网络。并且，电感是匹配网络和整流级的等效电感。在这里，电流互感器还起着DC阻断电容器的作用，因此这种变换器既有升压能力，又有降压能力。
图8 SEPIC超高频变频器的示意图
图9显示了在文章[54]、[57]中提出的升压超高频变频器的电路图。逆变器级为2类拓扑结构；整流器级是电压驱动谐振拓扑结构。在这个原型中，整流器的等效阻抗满足逆变器的要求。因此，匹配网络没有被添加到该电路中。从原理图可以看出，由于没有DC阻断电容，该转换器只能提供升压功率转换。而图10显示了在[11]中提出的隔离的超高频变频器的电路图。逆变器级仍然是2类拓扑。这里的整流级采用同步整流谐振拓扑，可以减少传导损耗。同时，这里采用变压器作为匹配网络，实现了输入侧和输出侧的电气隔离。一次侧和二次侧的漏感都被整流级的谐振电感吸收，可以减少高频变换器中的磁性元件。同时，通过优化设计可以降低寄生电感的影响。
图9 基于phi;2级升压超高频变频器的原理图
图10 隔离式phi;2类谐振转换器
F 超高频变频器的新型拓扑
基于上述典型的拓扑结构，一些学者开始提出一些新的拓扑结构，如交错式超高频变频器、双向超高频变频器和半桥超高频变频器。
类似于交错技术在低频条件下的应用，当施加两个互补信号来驱动两个交错电路模块时，可以减小超高频变频器的输入电流纹波。基于E类拓扑的交错式超高频变频器如图11所示。在文章[61]，这个原型被用作在120MHz工作的发光二极管驱动器，输出功率为3-9 W，效率为80%~89%。交错技术的应用可以有效地降低输入输出纹波，使该变换器可以应用于大功率领域。然而，两个电路模块的微小偏差可能导致系统最佳工作点的偏移。在如此高的频率条件下，两个模块的差异将极大地影响系统的标称运行模式。
图11 来自[61]的交错式E类转换器
如图12所示，整流器级中的二极管由开关重新放置，然后双向超高频变频器获得[62]。该变换器由E类逆变器和E类同步整流器组成。当电路工作在正向传输模式时，S1充当电源开关，S2充当同步整流二极管。当电路以反向传输模式运行时，开关的作用与前者相反。除了具有双向导通的能力，该转换器还可以通过引入同步整流开关来有效地降低整流级的导通损耗。然而，如上所述，这种拓扑需要额外的驱动电路，并且两个驱动信号必须在高频下满足特定的逻辑关系，这对于驱动电路的设计是一个巨大的挑战。如前一节所述，学者们试图避免半桥拓扑在超高频变频器中的应用。在半桥结构中，顶部开关的浮动驱动方法难以解决。但这种拓扑的一个自然优势是开关两端的电压应力非常低，因为开关直接与输入电压相连，应力等于输入电压。基于DE类半桥逆变器拓扑[64]和DE类整流器拓扑，[63]中给出了一个超高频变频器，
图12 具有E类逆变器和同步E类整流器的超高频变频器
如图13所示，本文提出了自谐振驱动方法。半桥电路非常适合要求高输入电压或输出电压的应用。
此外，与上述其它拓扑相比，图13所示的转换器的电源电路仅包含一个电感器，这有利于提高系统的功率密度。
图13 具有DE类逆变器和整流器的超高频变频器
3 超高频变频器的驱动方法
在超高频变频器中，随着工作频率的增加，驱动电路的损耗也迅速增加。在低频功率转换器中，最常用的驱动电路是方波驱动电路，其中开关驱动信号是方波。在这种情况下，驱动损耗是由寄生电容
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