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用于交流模块应用的低成本反激式CCM逆变器
摘要 - 非连续导通模式（DCM）下的展开式反激式逆变器作为光伏（PV）交流模块应用的低成本解决方案而受到欢迎。 本文旨在通过使用基于连续导电模式（CCM）的方案来提高效率。确定电源方案和控制方案的设计问题并对其进行权衡调查。基于初级电流的反馈控制，提出了次级电流的开环控制，以便将占空比中右半平面零点所产生的困难绕过到次级电流传递函数。 结果显示，与基准DCM方案相比，加利福尼亚州效率提高了8％，用于200瓦光伏模块应用。 额定功率水平的输出电能质量能够满足IEC61727的要求。 反激式逆变器在CCM中的稳定性已在选定的工作条件下得到验证。
索引术语-电流控制，分布式发电，逆变器，电能质量，电力系统稳定性，太阳能。
一、导言
现如今，使用太阳能电池板在住宅区分布式发电得到了广泛接受，并得到了建筑一体化光伏（BIPV）系统以及微电网系统近期发展的支持。然而，当PV面板串联连接以向全局最大功率点跟踪器（MPPT）馈入串式逆变器时，由于由两者引起的模块失配导致相当大的功率损失[1]。解决此问题的一个主要方法是将PV面板与模块集成逆变器（称为“交流模块”[2]）直接为电网供电。虽然需要大量的直流-交流转换级，该方法允许简单的“即插即用”系统扩展。另外，只需要交流电缆接线，这简化了安装。交流模块的可接受性取决于其效率，成本效益和可靠性。在研究这种应用的逆变器拓扑时，有三个主要趋势值得注意。首先是使用无变压器逆变器[3]-[8]，这是由于减小尺寸和成本以及可能提高效率的好处[3]。然而，这种逆变器单元的有限升压能力阻止了该技术在通用电网电压范围（85-265Vac）应用中的使用。
另一个趋势是集中在一个隔离的级联方案，该方案包括一个或多个直流升压级和传统的全桥PWM逆变器[9]-[10]。与其他隔离式逆变器相比，这种类型的逆变器迄今报告的效率最高。另外，用于电源去耦的电解电容器可以用寿命更长的高电压薄膜电容器代替。然而，这种方法所付出的代价是更多的元件数量，因此成本更高。降低成本的考虑导致了基于展开式逆变器的第三种方法。这里升压，隔离和输出电流整形都是由一个dc-dc转换器完成的，然后是一个低频展开阶段。通常采用具有中心抽头次级绕组的回扫逆变器，从而形成一个简单的整体系统[11]。然而，在这种方案中，反激操作在非连续导通模式（DCM）下，导致高电流应力和较低的效率。低电压和高电流应用（如考虑中的交流模块）尤其如此。Ji等人意识到在较大功率水平下反激式DCM方案的这种限制[12]和 Kyritsis等人。[13]研究了在DCM和边界导通模式（BCM）之间以双开关模式工作的反激式逆变器。
当以连续导通模式（CCM）工作时，反激式转换器的峰值电流更低，因此效率更高。 这在以前的DC / DC电源转换和交流/直流功率因数（PF）校正应用中都有所利用。 然而，在反激式CCM转换器中输出电流传递函数的控制具有右半平面（RHP）零，这导致难以有效地控制转换器的输出电流。这可能妨碍了在直流/交流逆变器应用中使用反激式CCM转换器。这可能妨碍了在直流/交流逆变器应用中使用反激式CCM转换器。因此，在我们的方法中，我们研究了作为并网逆变器的CCM模式（主要）工作的反激式逆变器的可行性，目的在于证明在不增加电源复杂性的情况下，可以实现显着的效率提升和控制电路。在该行业中，在一系列运行条件（加利福尼亚效率[14]或欧洲效率[1]）下对效率数据进行加权用于表征逆变器的性能。通常使用其他技术来改进这个数字，而不是通过直接的功率转换器拓扑获得的数据。我们的方法不是针对这些加权效率（加利福尼亚或欧洲）改进技术，而是由于反激变换器本身基本操作模式的改变而提高效率。为了提供公平的比较，在第II部分中提出并比较了所提出的CCM方法和仅用DCM方法（用作基准）的功率拓扑结构的设计。第三节讨论了这个应用程序面临的控制挑战和解决方法。基于初级侧电流的反馈控制，建议对次级侧电流进行开环控制，以绕过传输函数中移动的RHP零点造成的困难。第四部分介绍了控制建模和设计。实验结果在第五节中给出。所提出的方案的优缺点，包括与大型电解电容器有关的众所周知的寿命问题，将在第六节中讨论。二、反激式连续导通模式逆变器-稳态分析
该拓扑结构与在DCM工作的反激式交流模块[11]中使用的相同，并且由一个输入电容器Cpv，一个具有两个次级绕组和一个波形展开装置的反激式直流/直流转换器以及一个LC输出滤波器组成(见图1）。 次级侧开关S1和S2分别在正和负半周期期间接通和断开，以产生交流输出。 在每个半周期中，逆变器作为直流到直流反激式转换器工作，平均输出电流（isec1或isec2）在线路频率处形成半正弦曲线。 尽管逆变器设计为在全负载条件下以连续导通模式工作，但它不可避免地会在线路周期的零交叉点周围或低太阳辐射水平下进入断续导通区域。
图1.反激变换器的电路拓扑结构。
- 准稳态分析
由于逆变器的运行条件在交流周期内与开关周期相比变化缓慢，因此可假定逆变器在交流周期的每个瞬间周围以准稳态运行。 还假定电容器Cpv很大，使得输入电压Vpv在交流周期中几乎恒定。 与DCM操作不同的是，在每个开关周期中，变压器铁芯在CCM操作中不会完全消磁。 这使得变压器铁心充当能量缓冲器，增加了系统的顺序。 然而，我们之前的调查[15]表明，这种不完整的核心退磁对每个开关周期中输入 - 输出能量平衡的影响非常小，可以忽略。 假定无损操作，在DCM和CCM条件下的功率平衡方程可以写成 (1) (2)
其中， = PV模块电压和电流的直流值，Vrms，Irms =电网电压和电流的有效值，Ipri =开关周期内平均初级侧电流的准稳态值， Ig，Vg =电网电流和电压的准静态值在一个开关周期内假定为恒定，omega;=交流电源的角频率。
等式（1）基于交流周期的功率平衡，而（2）基于每个开关周期的功率平衡。 如（1）中所示的PV模块的直流输出功率与（2）所示的反激式逆变器的脉动输入功率之间的失配由输入电容器Cpv处理，如图1所示。基于变换器工作波形， 原边平均电流Ipri可以表示为(3)
这里，DDCM是DCM操作中的占空比，fs是开关频率。 而且，Lm是变压器的初级侧磁化电感。 通过将（1）和（3）代入（2），可以获得DCM中逆变器的占空比[16]。
(4)
方程（4）表明在DCM中，占空比根据（整流的）电网电压而变化，而其幅度（Damp）由Vpv与Ipv的比率确定。 在这种情况下，可以采用没有电流反馈的简单开环方案。 通过改变阻尼，Vpv与Ipv之比可以变化，以便在最大功率点（MPP）处寻找和操作系统[11]。
当在CCM中操作时，通过假定准稳态操作并且在开关周期内使用电感器伏秒平衡，可以获得占空比DCCM
(5)
这里占空比并不直接决定电流和功率水平。 因此，在这种情况下，需要闭环电流控制。
交流周期中的峰值占空比值（用“”符号表示）出现在两种情况下的交流峰值时刻，可写为
(6)(7)
图2. Vrm s = 230 V时反激变换器的设计帮助图。（线上的数字表示峰值占空比。）
表一
最坏情况电流和电压应力
通过将（6）和（7）等同起来，可以推导在DCM / CCM边界操作中发生峰值占空比的设计条件。
(8)
这里，Lmc是工作在CCM模式下的临界电感。
公式（6） - （8）涉及在DCM和CCM条件下峰值控制变量D\，PV模块规格Vpv，Ipv以及逆变器的设计参数，即n，Lm和fs 。 假定电网电压为230 Vrms，匝数比为n（= 10和4）的两个假定值，图2显示了设计帮助图。 对于假设的Vrms和n值，图2中图形上的每个点表示一个可能的逆变器设计。 例如，n = 10，Ipv Lmfs = 3，并且Vpv = 22V表示
D= 0.6的CCM设计。标记为“边界”的曲线表示假定的两个n值的CCM设计和仅DCM设计之间的边界。 D\的选择会影响元件的电流应力，这将在下面的章节中讨论。
B.组件应力
基本电路分析可以获得逆变器电路中最差的电流和电压应力（见表I）。 对于纯DCM设计，如（9）所示，峰值初级电流取决于输入功率Ipv Vpv，fs和Lm值，而不是n。较大的Lm但小于Lmc，会降低初级侧电流。 对于CCM设计，峰值电流应力与n和Lm值有关（10）。主要方面峰值电流与反映在初级侧的净变压器磁化电流（一次侧和二次侧组合）的峰值相同。 在（10）中，第一项是净磁化电流的平均值，而第二项是净磁化电流中的峰 - 峰值纹波的一半。较大的n值将导致较高的平均净磁化电流（第一项），同时降低电流纹波（第二项）。由于平均磁化电流大于CCM操作中的电流纹波，因此一般情况下，较小的n值可以降低初级电流应力。
较小的匝数比还需要较大的峰值占空比（7）。 结果，二极管电压应力也降低了（13），从而可以选择具有较小正向压降的二极管。 但是，次级侧电流应力增加（11）。 MOSFET电压应力也增加（12），需要具有较大导通电阻的MOSFET（对于相同的裸片尺寸）。 因此，变压器两侧器件的电流和电压应力之间的平衡决定了n。 由于在并网交流模块应用中，输入电流和输出电压较大，原边电流应力和输出侧电压应力更为重要。 因此，小n通常是优选的。
C.建议的设计步骤
步骤1：确定光伏面板规格。制造商给出的电压Vpv和电流Ipv值对应于MPP，并随太阳辐照度和温度而变化。
步骤2：考虑开关损耗与变压器尺寸之间的折衷选择开关频率fs。
步骤3：选择初始变压器匝数比n。这可以稍后调整。
步骤4：使用（7）和（8）获得峰值占空比D\和Lmc(8).
步骤5：使用（12） - （14）计算初级侧和次级侧器件的电压应力。
步骤6：使用（10）根据可接受的初级电流应力选择Lm（gt; Lmc）。较大的Lm可减小初级电流应力，同时增加变压器尺寸。
步骤7：使用（10）和（11）计算次级电流应力。
步骤8：返回步骤3-7，直到电压和电流应力可接受。
如果初级电流应力或次级二极管电压应力过大，则可以减小“n”。 如果次级侧电流应力或初级侧电压应力过大，则可以增加“n”。
在我们的论文中，针对京瓷太阳能电池组件KC200GT的功率等级为200 W的逆变器设计用于CCM操作。 另一个反激式逆变器设计为仅支持DCM的操作，作为基准规格。 表II给出了两个逆变器的设计参数以及额定功率下各自的电流和电压应力。 如表II所示选择“磁性”铁氧体磁芯（在100\C下具有最低损耗的R材料）。 输出滤波器的谐振频率为7 kHz，确保对开关频率纹波分量进行适当的滤波。 在表II中，正如预期的那样，在CCM设计中，主要和次要方面的当前压力都较低。
表二
CCM和DCM运行反激式转换器的设计。（规格Vpv = 27 V，Ppv = 0-200 W，Vrm s = 230 V）
三、输出电流和控制挑战
两种基本控制要求是：PV应用所需的MPPT能力和电网连接所需的输出电流整形。 在单级逆变器中，通常采用双回路配置，其中快速内部控制回路跟踪线路频率波形，并且慢外部回路确保在MPP处操作。 为了防止输出交流电流失真，MPPT跟踪速度被有意设计为比线路频率慢。 所实施的MPPT方案在外环中的性能通常不取决于所采用的逆变器和控制方案。 因此，本文不讨论。 针对所提出的反激式CCM方案的逆变器控制的挑战在于输出电流整形，并且在本文中详细阐述了这些。
第一个挑战是由于逆变器的广泛的运行条件。 尽管设计为在额定功率水平下以CCM运行，但实际上，逆变器将以CCM / DCM组合模式运行，在交流周期的零交叉点周围滑入DCM操作。 而且，太阳能电池板电力的巨大变化会使得太阳能电池板的功率下降结合DCM / CCM操作更加复杂。 例如，仅在DCM区域完成手术就可以在低照射/功率水平下进行。
由于反激变换器的非最小相位性质，在CCM操作中出现另一个困难，其在线性化小信号控制中显示为RHP零点以输出电流传递函数。 这会极大地限制可实现的系统带宽（BW）。 如前所述，系统工作点差异很大; 这会导致RHP零点位置发生较大变化。 发现在最大负载下发生在交流电压峰值时出现的最坏情况（最小）RHP零点的控制器，当操作改变为DCM时，会导致无法接受的低BW（甚至低于100 Hz）瞬时交流电压。 因此，CCM操作中广泛变化的RHP零点导致DCM工作区中的较差的跟踪性能，并因此导致不可接受的输出功率质量。
图3.建议间接控制反激式CCM逆变器。
（a）模块原理图（Gc（s）包括电流感测比例因子ki，控制器和PWM增益1 / Vm）。（b）详细的示意图。
在我们的方法中[参见图3（a）和（b）]，通过直接感测和控制初级开关电流而不是输出电流可以避免这个问题。 在图3（b）中，主电流参考信号的（viref）大小由外部MPPT方案确定，其形状由感测的瞬时电网电压通过假定基于每个开关中的（2）的输入 - 输出功率平衡来确定周期。 结果，输出电流以开环方式控制。 在这种情况下，感觉到RHP零点的影响仅在输出电流与输入电流相关的不受控制的动力学中。
我们已经应用了早期的“单周控制”（OCC），这是一种快速和大信号的非线性控制方法，用于控制此应用中的初级电流[15]。 然而，该方案在低功率水平下发现存在分叉问题。 在本文中，主电流控制回路采用了简单的平均电流模式（ACM）控制[见图3（b）]。
四、控制稳定性和设计
尽管PV反激式逆变器是一
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