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高效三相并网逆变器系统
在本文中所提及的，是一种新的三相并网逆变器系统。该系统包括两个逆变器。主逆变器以较低的开关频率工作，向电网传输有功功率。辅助逆变器处理非常低的功率，以平衡电网电流谐波。总之，辅助逆变器不产生有功功率。目标是产生一个低总谐波失真（THD）的电网电流，并从逆变器系统中获得最高的效率。主逆变器由于其最佳的开关模式而通过空间矢量脉宽调制来控制，而辅助逆变器由于该技术的快速动态响应而通过滞回电流控制技术来控制。根据不同的直流环节电压、开关频率和滤波电感值对所提出的系统进行了分析.. 最佳系统参数选择提供小于5%的THD值。实现了一个10千瓦输出功率的原型逆变器系统。主逆变器以3kHz的开关频率工作，辅助逆变器满足电网电流谐波的要求。利用提出的逆变器系统原型，获得了4.33%的THD和97.86%的效率。
关键词：有源滤波器，逆变效率，谐波消除，三相并网逆变器
1引言
从代用能源获得的能量通过逆变器转移到电网。在大功率应用中，采用三相逆变器，在低功耗应用中，采用单相逆变器。电压源逆变器由于其简单性和可靠性，在并网系统中得到了广泛的应用。三相电压源逆变器可以实现为三线、四线和四腿系统。
并网逆变器有望在可再生能源应用中具备高功率、高效率和高可靠性。因此，逆变器技术和控制技术在并网系统中起着重要的作用..
电压源逆变器通过滤波器连接到电网。在逆变器和电网之间可以选择不同的滤波器，如L、LC和LCL滤波器。该L滤波器允许在逆变器中使用简单的电流控制策略。只有一个控制回路，并且电网电流被用作反馈信号。然而，逆变器必须在相对较高的开关频率下工作，或者必须使用高值L滤波器来满足IEEE929-2000和IEEE519等谐波标准。由于高开关频率会导致较高的开关损耗，在大功率可再生应用中不使用L滤波器。为了增加L滤波器的谐波衰减，LC滤波器与隔离变压器一起使用，但与独立逆变器不同，它通常不使用并网逆变器。与其他滤波器相比，LC L滤波器在相同频率下获得了最低的总谐波失真（THD）值。然而，由于谐振和无功问题，LC L滤波器的设计相当复杂。重要的是确定滤波器元件值，以防止谐振和减少电容器产生的无功功率。采用附加的无源阻尼技术和复杂的控制算法来抑制共振。在无源阻尼技术中，需要额外的电阻、电容和/或电感。在控制算法中使用了电容和电感的电流和电压。因此，额外的两个或多个控制回路使控制算法更加困难。
在中大功率逆变器的应用中，中性点箝位（NPC）逆变器由于其低电压应力和低开关损耗而受到青睐。NPC逆变器有三个电压电平，即vDC/2、0和vDC/2，从而降低了开关器件的压降。因此，开关损耗减小。然而，由于NPC逆变器上臂和下臂上两个开关的串联连接，控制算法变得更加复杂，传导损耗增加。
电网同步对于并网逆变器来说是很重要的。同步算法确定用于旋转参考系（dq）转换的电网角。参考电压和电流是使用该角度产生的，以满足功率质量标准。文献中采用了不同的同步算法。该算法是一种简单的电网角检测方法。它是在两个不同的参考系中实现的，dq和ab。对参考系分量进行滤波，并将电网电压的ab分量用于一个三角函数来计算角。该方法的优点是在频率波动和电网电压不平衡的情况下，其性能较差[。近年来，采用了具有同步旋转帧锁相环（S RF-Plls）的同步技术..当电网电压平衡，不受谐波污染时，具有良好的性能。这种扰动影响SRF-PLL的动态响应性能。采用不同的滤波技术提高了SRF-PLL在畸变和不平衡电网电压条件下的性能。
将有功功率转移到电网，而辅助逆变器补偿电网电流谐波..因此，辅助逆变器不处理有功功率，电流低于主逆变器。虽然辅助逆变器作为有源滤波器，但逆变器的控制算法比有源滤波器更容易。在有源滤波器中，参考电流是用不同的方法从电网电流中计算出来的，而在所提出的系统中则更容易实现。此外，与具有L滤波器的单个六开关三相逆变器相比，利用不同于有源滤波器的辅助逆变器的主要目的是提高系统效率
该系统在MATLAB中进行了建模，并根据10kw输出功率的直流环节电压、开关频率和滤波电感值进行了分析。给出了系统的特征曲线，并根据这些曲线选择了最佳的系统参数，以提供小于电网电流5%的THD值。由于使用了基本的L滤波器，系统的控制非常简单。
一个10千瓦输出功率的原型已经实现。主逆变器和辅助逆变器分别通过dspace实时控制器和模拟控制器进行控制。
2系统说明
所提出的三相电压源并网逆变器系统如图所示。该系统包括两个电压源逆变器。为了获得所需的THD结果，单个逆变器应该在相对较高的开关频率下工作，在这种情况下，由于高的开关损耗，效率较低。在该系统中，主逆变器以较低的开关频率工作，以获得较低的开关损耗。因此，主逆变器电流的谐波较大，电流的THD值较高。
图1 提出的并网逆变器系统
辅助逆变器只处理无功率以补偿主逆变器电流中的失真。辅助逆变器通过磁滞电流控制（H CC）进行控制。工作频率因HCC而变化，但总是高于主逆变器。辅助逆变器处理的功率较低。因此，辅助逆变器的损耗很低。辅助逆变器的直流环节电压是通过电流控制从电网中获得的。滤波器连接在逆变器和电网之间。虽然L滤波器比Lc和LcL滤波器具有较小的谐波衰减，但由于设计和控制简单，因此更受欢迎。
3 所提出系统的建模
该系统采用直流环节电压恒定、开关器件理想、电网电压平衡的假设进行建模
在一个没有中性线的三相对称系统中，v sa , v sb , v sc，i a , i b , i c 分别定义电网相位电压和电流。应用Kirchhoff电流定律，得到了（3）和（4）中给出的每个逆变器的三相电路方程。参数k、v1、l1、r1和i1分别定义了主逆变器的相名{a、b、c}、相电压、电感、电感等效串联电阻和相电流。
逆变相电压随每个腿开关电压变化。下面给出定义：
其中vDC1定义了主逆变器的直流环节电压。腿部开关状态由s1定义。在主逆变器中，如果上开关打开，则s1=1，如果下开关打开，则s1=0。通过结合（3）、（4）和（5），主逆变器的数学模型可以在三相（ABC）参考系中定义为：
由于直流链路的中间点连接到辅助逆变器中的电网中性点，因此可以将其建模为三个单相并网逆变器，如（7）-（9）所示：
参数v2、l2、r2和i2分别定义辅助逆变器相电压、辅助逆变器电感、辅助逆变器电感等串联电阻和辅助逆变器电流。与主逆变器不同，辅助逆变器中的S变为1和-1。并行逆变器电流之和产生电网电流：
并网并行逆变器的状态空间模型可以使用（6）写为：
，
其中状态矢量和输入矢量被定义为：
状态矩阵和输入系数是：输出矩阵c是一个维数为69.6的单元矩阵，输出变量为并行逆变器的相位电流，可以通过添加并行逆变器电流来计算（10）中定义的电网电流，如图2所示。
4 提出系统的控制策略
并网逆变器的主要功能是控制电网电流的大小和相位角。实际功率通过电流大小控制，有功功率通过相位角调整。在提出的系统中，两个并联逆变器用L滤波器连接到电网上，如图所示。每个逆变器都有不同的控制技术。在主逆变器中，输出电流采用空间矢量脉宽调制（svpwm）控制。这种控制技术更适合于三线三相逆变器，该技术的优点是开关频率恒定，谐波含量低，频谱清晰，开关信号最优，直流环节电压利用率高。最佳开关模式提供了较低的开关数和较低的开关损耗。该技术广泛应用于三相并网逆变器[22]..
由于辅助逆变器消除了电网电流中的电流谐波，因此需要快速响应。该技术满足辅助逆变器控制的要求。非线性控制技术HCC同时实现了电流误差补偿和PWM产生。它具有固有的峰值电流特性、快速的动态响应、对参数变化的鲁棒性和简单性。虽然控制算法易于实现，但在控制系统中采样频率应较高。其性能取决于滞后带宽，带宽影响开关频率[23，24]。系统的控制算法如图3所示。
图2 状态-空间方程输出的总电流
主逆变器参考电流是参考电网电流。对于最大有功功率传输，电网电流应与电网电压相一致..测量了三相电网电压，并用它们来确定电网角度（H）..theta;是通过SRF-PLL算法确定的..三相电压通过相位检测器中的变换矩阵（16）传递到dq参考帧。用相位检测器输出电网电压（V q）的Q分量来检测电网角度。通过PI控制器传递vq的误差，并将其添加到电网电压的标称频率（Xn）中。vq*的参考值设置为零。得到的信号是网格频率。网格角是通过积分网格频率来确定的，并在算法开始时将三相电压转换为dq参考帧。图中给出了SRF-PLL算法的框图..4.利用h和参考功率，计算了DQ坐标系中的参考电流。将测量的三相电流转换为dq坐标系，并与测量的dq电流进行比较。通过对PI控制器的输出（k p=1.5，ki=0.001）、耦合分量和电网电压的求和，得到了DQ坐标系中的逆变器参考电压年龄，并将这些参考分量转换为ab分量。在svpwm发电中使用了ab参考电压中的电压参考分量..开关信号是使用电压基准、网格角和直流链路电压产生的。
主逆变器电流跟随参考电网电流，由于大电流纹波而产生误差。此错误导致网格电流中的高T HD值。利用辅助逆变器消除电流误差，降低THD值。为了消除电流误差，需要对辅助逆变器进行非常快速的控制。因此，采用HCC技术控制辅助逆变器。辅助逆变器的参考电流是主逆变器电流误差。由于直流环节由两个串联的电容器组成，因此应该调节电容器的电压。调节是用相位-电流来实现的。在电网电压的正循环中，调节上电容电压。上电容的平均电压和参考值与实际值之间的误差计算在正半-周。误差由pi控制器调节（k p=0.02，ki=5-6）。同样的算法也适用于电网电压负半周期的低电容。将PI控制器的输出添加到辅助逆变器相位-电流参考。
图3 三相并网电压源并联逆变器框图及系统控制算法
图4srf-pll算法网格同步
5 变频器功率损耗计算
半导体开关的能量损耗是导通损耗（ECOND）和开关损耗（ESW）的总和。
绝缘栅双极晶体管（IGBT）和二极管的导通损耗由（18）和（19）计算，如[25，26]所示。
其中vcesat是IGBT的集电极发射极饱和电压；if是二极管的正向电流。从ic-vcesat曲线中得到vcesat，vf是从数据表中if-vf曲线得到的。开关能量损耗是开关器件中的开关（Eon）和关断（Eoff）损耗之和，如所给出的
IGBT和二极管的开关损耗取决于数据表中给出的Eon和Eoff曲线的电压和电流值。在（18）-（20）中使用电流值，并计算传导能量损失。功率损耗计算过程如图5所示。
图5 功率损耗计算框图
6设计程序
图中给出了系统的特征曲线。这些曲线取决于不同的直流环节电压、滤波电感、滞后带宽values（△l）和切换频率（fsw1）,并用matlab获得220V电网电压50HZ电网频率和10kW输出功率。确定了在辅助逆变器中获得低THD和低开关频率的参数。主逆变器和5%限制面的特性曲线如图6,7所示。从图6可以看出，当FSW1增加时，THD1减小。使用不同的电感和频率值可以确保THD限制表面以下的操作。对于FSW1=9kHz，THD的变化是根据图7中的直流环节电压vDC1和滤波电感L1来显示的。结果表明，随着直流环节电压的增加，THD增大。相反，L1滤波器电感的增加导致THD值的降低。
如果能量仅使用主逆变器传输到电网，则L1和/或FSW1必须足够高，以提供所需的THD值。这种情况下的适当参数可以从曲线中选择。在所提出的并联逆变器系统中，其目标是降低主逆变器的开关损耗，而不考虑电网电流THD值。利用辅助逆变器对电网电流谐波进行补偿，以满足谐波标准。主逆变器电流误差成为辅助逆变器参考电流..因此，L1和FSW1的选择对于决定辅助逆变器的性能是很重要的，因为它抑制了辅助逆变器的电流。
为了补偿死区、电感和开关导通电压下降，并控制稳定性，选择了700V直流电压。选择主逆变器滤波电感为L1=3mH。如果主逆变器是独立运行的，则应选择开关频率约为9kHz，以满足5%的限制。在该方法中，为了降低开关损耗
图6 不同值L1和FSW1的主逆变器电流THD
图7 不同Vdc和L1值的主逆变器电流THD当fsw1=9kHz
选择主逆变器的开关频率为FSW1=3kHz，并通过辅助逆变器消除电网电流的谐波。在辅助逆变器中，IGB
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