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LVDT信号调理器的实现
Department of Physics, University of Gothenburg, Gothenburg, Sweden
*Corresponding author: lars.bengtsson@physics.gu.se
Received October 19, 2018; Revised December 04, 2018; Accepted December 14, 2018
摘要：这项工作的目的是证明线性可变变压器(LVDTs)的信号调理电子学可以在廉价的、通用的8位微控制器中实现，从而制造出昂贵的专用信号调理芯片冗余。提出了一种低成本、高分辨率的LVDT信号调理解决方案。除了一些外部被动成分，整个溶胶在一个低成本，模拟数字混合微控制器中实现激发正弦波是通过滤除（自支撑）PWM产生的方波的基频产生的波和二次线圈的信号是用经典的峰值检测器电路解调的，该电路是在微控制器中实现的，采用嵌入式模拟和数字积木的组合。报道了商用LVDT在plusmn;6.35mm范围内的1micro;m分辨率，并推导了绝对值的6micro;m不确定性。整个解决方案是以表面安装的COMP实现的在一个小的印刷电路板上，LVDT核心位移显示在液晶显示器上。由于所需的组件简单且成本低，该信号调理方案有可能在未来对商用LVDT信号调理芯片产生重大影响，因为它比主要商业供应商提供的当前最先进的信号调理芯片和科学文献中先前建议的其他解决方案要便宜得多。
关键词：位移传感器，解调，激励，LVDT，微控制器，峰值检测器
- 引言
线性可变差动变压器（LVDTs）出现于20世纪30年代，是由于过程工业对位移测量的需要[1,2]。它最初是由霍德利在1940年提出的[3]，但直到1946年首次出现在科学文献[4]中才引起用户的注意。LVDT的基本原理如图1所示。
一次线圈缠绕在与两个二次线圈相同（热稳定）的筒管上，可移动的芯可以在筒管内移动而不产生任何明显的摩擦[5]。核心材料是一种渗透性化合物（如镍铁），其长度足以覆盖一次线圈和一次线圈的两端[6]。初级线圈由交流信号激励，当磁芯从一个极端移动到另一个极端时，传输到次级线圈的信号幅度将随磁芯距中心位置的距离线性变化；两个二次线圈信号振幅的差异是磁芯从中心位置的位移的绝对测量值[1,5,7]。图2显示了一个典型的LVDT的横截面。
图1. LVDT原理图
图2. LVDT横截面
LVDTs具有内在的线性[8]、鲁棒性和准确性[9,10]，线性度优于FS[11,12]的1%，分辨率通常在低微米范围内[5,13]，但亚微米分辨率已被报道[12,14]，灵敏度通常规定为“每伏特一次励磁差分二次信号毫伏”（mV/V/mm）[1]。LVDT的分辨率受到固有噪声、线圈中的Johnson噪声和磁性材料中的Barkhausen噪声的限制[7][8]。巴克豪森噪声可以通过使用空心LVDTs（这也减少了涡流损耗）[8,15]或通过将初级线圈缠绕在不可渗透的磁芯上[12]来消除。有人建议使用铁流体磁芯，但据报道，它对线性和灵敏度都有不利影响[5]。
另一个噪声源是岩心渗透率对环境温度的依赖性[10]。这可以通过在LVDT套管中应用温度传感器来补偿，但在1989年，Saxena和Seksena[10]证明，通过取二次线圈输出之差和之和之间的商，产生与铁芯位移成比例的温度无关数（（e1-e2）/（e1 e2））。从那时起，主要供应商（模拟设备[16]、德州仪器[17]和菲利普斯半导体[18]）的商用信号调理芯片就基于这一原理。
LVDTs的明显应用当然是在位移测量[10,19]中，但它们也被用作测量压力、力、液位、流量[10]、蠕变[20]、探测引力波[12]和校准原子力显微镜[14]的传感元件。它们还被用作液压控制系统[21]、触觉机器人接口[22]和伺服电机[13]中的传感仪表。
最小信号调节电子设备由一个激励源（用于一级线圈）和一个解调电路（用于二级线圈）[1]组成，它们将在下面简要描述。
-
- 激励
激励信号的第一个问题是它的形状；在本工作中对LVDT解决方案的所有先前工作进行了审查，其中使用了正方形或正弦形状的激励波。方波是诱人的，因为发电机的设计简单，事实上，它们可以很容易地由任何单片机的嵌入式pwm单元产生。方波激励信号已成功使用[21]，但通常不推荐使用，原因如下：1）线性和灵敏度等性能参数与频率高度相关，宽带方波可能会降低性能，远低于预期值[1]，2）由于方波的高带宽，由于LVDT的感应性质，有害涡流更容易在磁芯中产生[8,23]和3），方波不可避免地会在输出信号中产生大量的振铃和过冲[1]。因此，正弦波应该是首选的激励波形。
正弦信号通常很难产生。当然，也不乏产生正弦信号的标准振荡器电路[24]，但在成本效益高的嵌入式设计中，它们会添加不受欢迎的模拟外围设备。一种更流行的方法是滤除方波的基本波[1]。该方法简单，产生的正弦波振幅非常稳定，因为正弦波的振幅取决于方波的振幅（通常与规定的VDD电源电压相同）。振幅稳定性对灵敏度性能至关重要[12]。正弦波应“尽可能干净”，但2-3%的总谐波失真（THD）通常不是问题[1]。从pwm产生的方波中滤波基本原理（或其他谐波）似乎是最流行的方法[25]，但正弦波数字也可以存储在查找表（LUT）中，并直接在数模转换器（DAC）的输出端生成[2]。后一种方法的缺点是它将消耗处理器时间，并且它将需要和“稀疏”LUT以满足时间期限。稀疏的LUT表示需要添加平滑电路，该电路至少部分地抵消了与滤波方波相比的优点。
在这项工作中，由微控制器产生的滤波的pwm信号将用于激励，主要原因是该pwm模块是自维持的，不需要任何处理器参与。
激励信号的第二个问题是频率。保持励磁频率较低的原因是，它将最小化可渗透磁芯中的涡流并减少绕组间电容的影响[8]。在微控制器实现中，低激励频率当然也会使它更容易满足任何实时约束。使用高激励频率的主要原因是它增加了整个传感器带宽[8]。保持激励频率尽可能高的另一个重要原因是，初级线圈的阻抗增加了，这放宽了对驱动运算放大器的电流源要求。（在这项工作中，这一点特别重要，因为在这项工作中，驱动操作放大器是商用8位微控制器的标准片上操作放大器。）考虑到所有的因素，典型的激励频率范围从几kHz到几十kHz[8]。
最后，有人建议采用恒定电流激励（而不是恒定电压）以提高精度[26]，但尚未报道这种技术的实现。
1.2. 解调
磁芯的位移表现为二次线圈输出的幅度调制（AM），需要一些解调技术来获取磁芯的位移信息。事实上，应用于LVDTs的成熟AM解调技术已经被报道[27,28]，并且在动态响应和噪声抑制方面具有更好的性能优势[27]。解调电子学的范围从简单的整流二极管[1]到基于统计估计算法的先进信号处理技术[6]。然而，由于成本效率的原因，优选最小硬件解调技术。解调可以在时间空间或频率空间进行。时空解调最常见，但二次线圈[2,11]对相移敏感，这可能使解调复杂化（特别是在非相干解调中）。相移是由杂散电容和漂移引起的，特别是与模拟元件相关的漂移[2]。频率空间解调，例如谱估计，具有不依赖于相移的优点[11]，但另一方面，它们需要采集和分析许多样本（通常为1024个样本），这将频率空间解限制在静态核心情况下[27,29]。FFT谱的振幅估计对频谱泄漏也很敏感，除非采样率是信号频率的精确倍数，否则频谱泄漏必然会发生。对于极端灵敏度（亚微米），需要锁定检测[12]。
在2010年，吴和洪[25]证明，如果已知正弦频率，则仅通过三个（仔细间隔）样本即可估计振幅，而与相位和任何直流偏移无关。然而，估计涉及乘法和平方根，需要数字信号处理器实现（同上，第624页）。
1.3. 相关工作
这项工作是基于一个模拟数字混合芯片与8位CPU（非数字信号处理器）。已经提出了其他基于微控制器的解决方案，但它们通常依赖于用于解调算法的DSP能力。德州DSP似乎是微控制器的首选[2,6,9,11,21,27,29]，但是吴和洪在一个来自微芯片的dsPIC中实现了他们的3点和5点算法[25]。在1.2mu;m CMOS技术上的VLSI实现已经被证明了[28]，它无疑代表了一个良好的高分辨率解决方案，但它是复杂和/或昂贵的。
市售的信号调节芯片非常可靠且容易获得，但价格昂贵。例如，来自模拟设备的流行的AD598芯片的价格为56英镑（不含增值税）[30]，而商用面板仪表的价格甚至更高[31,32]。
这项工作的主要动机是证明，如果使用正确的技术/技术，LVDT信号调节可以以几美元的成本实现。有人认为，完整的LVDT信号调节至少需要一个四路放大器电路和大约20个无源元件[1]。这项工作表明，通过使用合适的模数混合芯片，只需要额外的电阻-电容对和四个二极管就可以实现一个完整的LVDT调节器。只需要一个电源电压，半导体的整体价格低于3美元，并证明了标准LVDT的6mu;m位移分辨率（在样品平均后降至1mu;m）。
2. 理论
二次线圈输出的振幅e，主要取决于铁芯的位置x，也取决于铁芯材料的磁导率mu;、一次励磁电流Ip、一次励磁频率f、温度T和一次/二次线圈的设计参数k（包括绕组匝数和长度/直径）[10]：
（1）
Saxena和Seksena[10]表明，这个表达式可以分为两个函数的乘积：
（2）
这意味着表达式（e1-e2）/（e1 e2）独立于T、Ip、f和线圈的设计参数： （3）
此外，分母F（x） F（-x）是一个常数，因为F（x）的增加等于F（-x）的减少[10]。因此，商（e1-e2）/（e1 e2）是可靠LVDT解调的关键。
图3a至3c显示了核心在中心位置和两个极端的位置。
图3a. 中心位置:e1=e2
图3b. 左端：e1=e1，min，e2=e2，max
图3c. 右极端：e1=e1，max，e2=e2，min
在图3a中，磁芯处于中性、中程位置，e1=e2。在图3b中，磁芯处于左端位置，e1振幅最小（e1，min），e2振幅最大（e2，max），反之亦然，如图3c所示。当磁芯从-R移动到 R时，e1振幅将从e1，min线性变化到e1,max。因此，e1的振幅取决于x
（4）
以及相应的e2:
（5）
假设e2,max=e1,max=emax和e2,min=e1,min=emin我们有
（6）
（7）
由此得出
（8）
（9）
在这项工作中，e1和e2被峰值检测器和10位ADC检测到。具有输入Uin的n位ADC的输出D为
（10）
（11）
在这项工作中，参考电压V ref和V-ref将被调整（通过外部电位计）以分别精确匹配emax和emin。结果是emax将对应于2n-1的ADC输出，而emin将产生0的ADC输出。因此
（12）
和
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