英语原文共 8 页，剩余内容已隐藏，支付完成后下载完整资料
基于集总线圈的动态无线充电系统的新型无位置传感器能量传输控制
摘要：传统运动（动态）无线电源转移（WPT）是基于细长的功率传输轨道。它具有低效率，复杂且不完全利用的磁结构等缺点。在集总发射器线圈与运行中的WPS中的接受线圈在尺寸上成比例的情况下，功率传输在变化的传输效率之下的传输是间断的。虽然当位置对准（gt; 90％）时具有非常高的效率，但是只有当发射器线圈以相对于接收器线圈的位置的适当的同步方式被通电时，才能保持整体能量传输的高效率。考虑到通信和感测技术的实际情况，实时地识别接收器的实际位置将是非常具有挑战性的任务，并且迄今为止在WPT领域中没有提出可靠的解决方案。本文提供了一个具有集总线圈的运动系统的功率传输特性的全面分析，即时变功率传输和效率分布的分析描述。研究可能的补偿拓扑，并选择最合适的结构。提出了控制算法以控制传送到接收器能量的总量，而不使用任何位置检测系统。激励端被设计成最大化能量效率，同时将所需的能量传递到接收器。控制算法通过使用WPT系统的分析建模进行分析，然后通过MATLAB-Simulink仿真工具进行验证。开发并采用小规模的硬件原型来测试用于不同传输能量的控制算法的操作。
关键词：无线电力传输，感应电能传输，动态充电，运动中充电，电动车非接触式电力传输，车辆检测，线圈，耦合器
一、介绍
WPT是一种新兴技术，已经发现了许多不同的应用，包括固定车辆充电。典型的近场中频WPT系统由两个磁耦合线圈组成，其中一个（发射机，初级或源线圈）由高频电源提供，另一个（接收机或次级线圈）连接到负载。这两个线圈通过高频磁场交换电能。虽然接收线圈的尺寸受车辆尺寸限制，但是对于发射线圈可以有两种不同的设计：分布的细长轨道和一系列独立的集总线圈。细长的轨道为在其上移动的车辆提供几乎恒定的功率，但会产生高VA等级和低效率。然而，主轨道的主要部分保持未使用，因为接收器线圈仅与主轨道的一部分建立明显的耦合。长轨迹导致大量的电感（通常为1-23uH / m ）和寄生电阻。这最终导致针对指定的轨道VA额定值较低的最大轨道电流和在初级线圈中的较高的电阻损耗。有限的初级轨道VA额定值的问题可以通过将轨道分段来解决，但是不能消除轨道的寄生电阻。虽然等效的基于集总线圈的固定WPT系统报告的效率超过90％，但是伸长轨道的效率只有有限的70％到80％。在集总发射线圈结构中，一次一个线圈涉及运动中功率传递，这可能实现高效能量传递。然而，仅当两个线圈对准时才能得到高效率。当线圈不对齐时（这是在集总线圈运动系统中经常发生的情况），传输功率和效率都大大降低。
集总结构的优点在于准确的位置检测和源电压与接收线圈的位置的准确同步。在运动系统中，接收线圈停留在发射线圈上非常短的时间间隔，而强对准的时间甚至更短。因此，精确的位置检测和该信息到充电站的迅速传输是至关重要的。突出的定位技术，全球定位系统（GPS），具有大约7-8米的最佳情况准确性，对于移动物体来说，其进一步下降。差分GPS系统将几乎满足要求，但是基于地面的参考站的实施是昂贵和复杂的任务。
专用短程通信（DSRC）实现小于6毫秒的延迟，是未来车辆到充电基础设施通信的有前途的通信协议。 然而，在[8]中作者确定了与在车辆和主垫之间使用RF链路相关的两个问题。第一个问题是检测循环中的延迟，因为例如在接近100km / h的速度下，每毫秒的延迟在车辆位置检测中引入27mm的误差。其次，RF信号通过〜75mm的沥青或混凝土传播以到达掩埋的初级接收器可能导致信号无法接收。另一方面，道路嵌入式系统，例如，通常用于车辆存在检测的电感回路提供非常好的精度，但它们可能干扰功率传输过程。在[8]中，作者提出了一种检测方法，其使用安装在初级和次级耦合器上的多个线圈来检测EV的位置。 安装在次级耦合器上的线圈被交流电流（100kHz）激励，并且在安装在初级耦合器上的检测线圈内部感应电压。除了建议的线圈和相关的检测电子器件的明显复杂性之外，基于与主功率流相同的原理，该解决方案将面临与主功率流相同的控制挑战：解调和磁干扰的问题。
涉及位置检测和快速通信的所有解决方案将增加成本，增加复杂性并降低系统的可靠性。因此，需要一种用于车辆检测和具有有限通信要求的最佳动态充电器控制的可靠、非昂贵的策略。在发射器线圈上行进的每个车辆通过阻抗传递回到发射器谐振电路，并最终通过从主充电系统提取的功率来产生其自己的功率。然而，当车辆已经与发射器线圈解耦时，整个功率分布是已知的。因此，本文提出的控制算法是基于主系统的直流电源输入的实时值，不需要位置检测装置。从直流功率读数，控制算法将计算适当的逆变器电压Vinv，并应用相移调制（PSM）以在逆变器输出处实现所需的值。等待系统稳定后，控制器接着读取直流电源，并再次更改电源电压（逆变器输出电压）。这样，它可以产生逆变器电压的特定曲线并控制从发送器传送到接收器的功率。在下面的文本中给出了实现该简档的最佳简档和控制策略的推导。
下面介绍的材料组织如下：在第二部分，提出了深入的系统分析，然后解释典型的动态WPT系统的模型。在同一节中，分析了可变互感对传输功率，能量和效率的影响。在第三节中，提出了一种新的控制器，其能够形成能量输送以提供对充电过程的控制并实现最大效率。实验和模拟验证在第四部分，而一些未来研究的计划在第五节讨论。
- ATP系统建模
WPT系统在其中心处具有两个线圈，其通过使用高频磁链将能量从发射器交换到接收器。线圈得到补偿，以提高系统性能。下面给出的分析集中在圆形线圈上，但是该方法例如可以用于方形线圈。主补偿电路对发射器线圈电流进行升压和滤波，允许相对较低VA额定值的逆变器驱动高感应线圈电感。次级补偿线圈通过提高接收器侧的电压和/或电流来增强功率传输。如图1所示，发射器包括整流器和前端降压转换器，其调节施加到单相逆变器的输入的直流电压电平。可以省略输入处的dc / dc转换器，特别是如果PSM用于控制逆变器输出电压Vinv。在接收器侧设想了模拟结构，以将由接收器线圈提供的ac功率整流和变换为适合于在输出处的典型dc负载的形式。基于我们实验室开发的迭代优化算法设计WPT系统[9]。用于分析的系统规格在表I中给出。
图1 典型感应式WPT系统的框图
两个耦合线圈之间的耦合和互感随着线圈对准而变化。 使用3D电磁仿真工具来产生用于所提出的线圈的对准变化的互感曲线。图2显示出了互感曲线，显示对于大的未对准值的互感符号改变的感兴趣的现象。当两个线圈重叠很少时，由它们产生的磁通量被破坏性地相加，并且因此出现负电感。 对于我们的情况，负电感的最大幅度约为最大正电感的5％，在这些区域传输的功率可忽略不计。
图2 线圈互感曲线
表I系统规格和参数
|
参数 |
单位 |
值 |
|
初级线圈电感 Lt |
ȝH |
283.7 |
|
初级线圈电阻 |
ȍ |
0.1763 |
|
初级电感值 |
ȝH |
73.49 |
|
次级线圈电感 Lr |
ȝH |
8.71 |
|
次级线圈电阻 |
ȍ |
0.02 |
|
逆变器最大输出电压 |
Vrms |
150 |
|
额定功率 |
W |
170 |
从次级线圈反射到初级线圈的电阻Rr模拟传输到接收器的功率。 次级谐振电路的结构决定了Rr的表达式。对于运动应用，在接收器处优选并联补偿，因为伴随着接收器处的升压转换器，即使在低耦合条件下，意味着当接收器处的感应电压低时，其也可提供负载充电。 另一方面，串联补偿和相关联的降压转换器可以仅在未对准为低并且在接收器线圈中感应到足够的电压时操作。这个特性对于其中未对准是常规操作周期的一部分的应用肯定地区分并联补偿。对于并行补偿，反射电阻的表达式为：
其中M（t）是两个线圈之间的互耦合，RL，ac是关闭接收器处的谐振电路的等效ac负载，Lr是接收器线圈的自感。RL，ac取决于输出端的交流负载，可以通过动作改变控制器在接收器。为了简化下面的分析，在接收器线圈通过发射器线圈上方的间隔期间，RL，ac被认为是恒定的。考虑到接收机处的并联补偿和恒定的交流负载，反射电阻变为随时间变化的互感M（t）的函数。 更准确地，除了线圈的形状之外，M（t）将取决于车辆速度v和线圈横向失准l：
为了说明前述讨论，给出两个相同的单匝线圈的归一化互感时间波形用于两个不同的速度（v = 36km / h和v = 72km / h），并且针对横向对准和不对准情况（l = 0和l = d = 4）。 线圈半径r = 43mm，垂直距离d = 100mm。 两个图通过将互感分为在线圈完全对准时测量的最大互感值来标准化。
一个典型的WPT系统被考虑用于不同补偿技术的研究，结果如图4和图5所示，效率曲线具有熟悉的钟形，当反射电阻最大时，在中间具有最大值。当没有车辆的损失量远远超过传递的功率时，效率是最小的。在串联补偿的情况下，当车辆接收线圈与发射线圈较少耦合时，传输功率增加，当反射负载电阻等于串联补偿元件的寄生电阻时，最终达到其最大值。 通常，在这一点上，功率损耗的量远远高于系统额定功率，这使得系统不可持续。平行补偿表现出类似的特性，产生类似的功率和效率图，用于可变的失准。
图3 归一化互感时间波形
图4 转移效率和反射电阻归一化最大串联补偿
图5 串联补偿的损耗和传输功率
如果输出负载是恒定的，由于固定系统中的恒定耦合，初级总是总是观察恒定的负载。另一方面，运动系统具有可变耦合k（t）;因此，主要观察到可变负载。功率传输的控制需要对激励逆变器电压Vinv的强控制，并且优先来说，主电流应该和负载无关的。传统的串联和并联补偿都具有强负载相关的初级线圈电流，同时进行调谐。首先，如果存在流过轨道的恒定电流，而不对电阻的变化负责，则功率曲线也将跟随效率曲线，当效率处于其最大值时，效率曲线最高。这种优选的情况可以由LCL谐振网络创建，并且提出用于该特定应用。图6呈现了期望的钟形功率传递曲线和几乎恒定的损耗曲线。当电阻反射（和磁耦合）处于最大值时，效率曲线具有熟悉的钟形，在中间具有最大值。次级（接收器）侧应该并联补偿，然后是升压转换器。
WPT系统由向主谐振回路馈电的D（H桥）谐振逆变器组成。图4.7显示了基于MOSFET的发射机结构的详细模型，包括降压和反相器的详细拓扑，其缩小版本稍后用于实验验证。 选择LCC补偿拓扑，并且它由串联电感器Ls，并联电容器Cp和串联电容器Cs组成。发射器线圈由电感Lt建模，而次级的效应由反射阻抗Zr表示。反射阻抗的电阻部分模拟有功功率传输，而Xr量化接收器电抗的未补偿部分和/或围绕焊盘系统（金属焊盘屏蔽，车辆底盘等）的磁场抑制器的存在。
主逆变器可以通过改变两个支路之间的相移角度来控制输出ac电压。门信号和相应的输出电压波形如图8用于对称电压消除（SVC）相移控制方法。通过改变该相移，可以控制方波宽度并且因此控制逆变器输出电压的一次谐波。直流链路电压VDC，相位角Į和逆变器输出电压Vinv,1的一次谐波之间的关系如下：
图6 LCL补偿初级的转移功率（黑色），损耗（红色）和效率（蓝色）。传送功率和损耗功率都通过最大传送功率值归一化
图7 装有LCL补偿槽和反射阻抗Zr的详细初级拓扑
图8 用于H桥逆变器的对称电压消除（SVC）相移控制的门信号和输出电压
对于调谐LCL谐振电路，可以通过控制Vinv，1的幅度来直接控制发射器线圈电流It和传输功率Pt。 最后，传递到车辆的功率可以表示为取决于两个变送器控制变量以及车辆驱动参数的复合函数：
再引入耦合系数参数以量化两个线圈之间的耦合
功率表达式可以重写为：
从（6）可以看出，功率Pt随着逆变器输出电压单调增加。因此，如果提供额定逆变器输出电压Vinv，r，其对应于额定dc链路电压和栅极信号之间的全180°相移，则可以获得最大瞬时功率：
引入Pt , nom表示两个完全对准的线圈之间的标称功率交换（k0表示最大耦合系数）：
（6）和（7）可以被重写为：
其中V*inv和k*表示逆变器的归一化值
输出电压和耦合系数：V*inv（t）=Vinv1 / Vinv1，r和k*（t）= k（t）/k0
控制器的开发需要彻底了解系统的效率特性。图10（a）
剩余内容已隐藏，支付完成后下载完整资料
资料编号：[141109]，资料为PDF文档或Word文档，PDF文档可免费转换为Word
以上是毕业论文外文翻译，课题毕业论文、任务书、文献综述、开题报告、程序设计、图纸设计等资料可联系客服协助查找。
