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新型燃料电池能量转换系统的高阶升压型
DC-DC转换器
摘要介绍了一种新型高效的燃料电池能量转换系统的升压型DC-DC转换器。这种提出的转换器是利用多绕组耦合电感器和电压倍频器去实现高的升压增益。有源开关上的电压被钳位 ，储存在漏感中的能量是可回收的。因此，降低了有源开关上的电压应力，提高了转换效率。最后，实现了由质子交换膜燃料电池电源提供的750w实验室原型转换器和400v的输出电压。实验结果验证了高压增益、高转换效率、有效抑制了电力设备上的电压应力。提出的高阶升压转换器可用于低电压输入燃料电池功率转换应用。
索引词—耦合电感器,，燃料电池，高阶升压型dc-dc转换器 漏感器，电压倍频器。
Ⅰ介绍
“绿色能源”的发展对解决环境污染和化石能源枯竭问题具有重要意义。燃料电池是最高效、最有效的可再生能源之一，它有许多应用如混合动力汽车、不间断电源、电信后备设备、便携式电子设备。
燃料电池通过氢和氧之间的化学反应产生电能。在文献[5], [6]中可以找到关于燃料电池和燃料电池堆的大量研究。质子交换膜燃料电池(PEMFC)是中低功率发电系统中最常用的燃料电池之一。PEMFC将氢和氧的能量转换成电能，并在催化粒子表面产生水和热。阳极和阴极的反应以及PEMFC的宏观反应可以被描述为
阳极反应。
（1）
阴极反应
（2）
和宏观反应
（3）
图1含高阶升压转换器的一般燃料电池发电系统。
图1显示了一般的燃料电池发电系统。一般情况下，燃料电池堆的输出电压取决于输出功率的大小，从24到40v不等。为了从燃料电池中获得一个实用的交流电源(220-V 有效值，频率50/60Hz)，在dc - ac逆变器的输入中需要一个高的直流母线电压(380 - 400V)。因此，需要一个高阶升压型dc - dc转换器将燃料电池堆的低电压提高至直流母线上的高电压。
一般情况下，采用传统的升压斩波器可提供高的升压电压增益，并具有较大的占空比。然而，由于电源开关和二极管的损耗、电感和电容的等效串联电阻以及二极管的反向恢复问题，转换效率和升压增益都受到限制[7], [8]。因此，对于燃料电池发电系统而言，利用具有合理占空比的升压转换器实现高效率和高电压增益是非常重要的。
通过调整变压器的匝比，可以将前向、回程、半桥、全桥、推挽式等隔离转换器将一个低压转换成高输出电压。然而，由于变压器的漏电感[9], [10]，这些转换器的有源开关会受到很高的电压应力和高功率损耗。为了降低电压峰值，可以采用电阻电容阻尼器来限制有源开关的电压应力。然而，效率将会降低[11]。采用非耗散式阻尼器和有源钳位技术，对漏感中存储的能量进行回收，并抑制有源开关上的电压峰值[12]-[15]。然而，由于额外的电源开关，费用将会增加，并且需要高边驱动。
为了提高转换率，并在不使用隔离变压器的情况下提高升压增益，提出了一种基于耦合电感的升压转换器的多步转换器[16]-[28]。建立了基于耦合电感的低输入电流纹波的高阶升压转换器[16], [17]。这些转换器的低输入电流波纹是通过使用附加耦合电感器的附加LC电路实现的。然而，与电压峰值和效率有关的漏感问题仍然有重要意义。提出了一种具有高效率和高升压增益的基于耦合电感器的集成式反激转换器。漏感中储存的能量在关闭期间被回收到输出中。因此，可以提高效率，抑制有源开关的电压应力。提出了许多使用输出电压叠加来增加电压增益的升压转换器，[20]-[23], [31]。提出了一种具有集成耦合电感的高阶升压dc-dc转换器和一种共模电磁干扰抑制滤波器[20]。研制了一种具有耦合电感和输出电压叠加的Sepic-flyback转换器[21]。介绍了一种采用耦合电感器和电压倍频技术对输出电压叠加实现高阶升压增益的高阶升压转换器[22]。提出了一种利用多耦合电感器进行输出电压叠加的高阶升压转换器[23]。高电压增益也可以通过变压器的二次绕组和输入输出共源共栅电压对高阶升压转换器的扩展前型转换器获得[31]。但是，这些转换器需要额外的设备，如二极管和输出电容。此外，介绍了采用升压转换器[24], [25]。由于开关在开关期间必须承受高电流，因此这种技术适用于低输出功率的应用。采用集成耦合电感和电压提升技术[26]-[28]可以实现对有源开关低电压应力的高阶升压转换器。由于电源开关的低电压等级和低导电电阻rds(on)是用于这些转换器的，因此可以实现较高的转换效率。然而，对耦合系数高的耦合电感的要求将导致制造难度和成本增加。一种采用三态开关单元和基于电容的电压倍增等级的高阶升压转换器，可以实现高阶升压增益[29], [30]。可以通过增加电容器的电压倍增等级来提高电压增益。由于两个开关操作为交叉操作，电感器的工作频率是开关频率的两倍，所以可以减少电感器的大小，。此外，由于有源开关的当前份额，传导损耗也会降低。因此，该转换器适用于高功率应用。然而，这种高电压增益升压转换器的交叉操作需要两个开关。
图2 转换器的电路配置。
本文提出了一种只有一个有源开关的新型高效的高阶升压dc-dc转换器。该转换器采用三绕组耦合电感器和一个电压倍压器在输出上达到一个高的直流电压。该转换器具有以下特点:
1)升高电压增益;
2)漏感器中储存的能量被循环利用提高了效率；
3)有源开关的电压应力被钳位;因此,可以采用低电压等级的电源开关和低电阻rds(on)。
Ⅱ该转换器的工作原理
图2显示了该转换器的电路结构。该转换器由直流输入电压、一个电源开关、一个三绕组耦合电感器、5个二极管、5个电容组成。直流输入电压和电路元件N1、S、D1和C1被作为一个输入共源共栅电压的升压转换器。在泄漏电感器中储存的能量可以回收。因此，效率得到了提高。此外，开关S的电压被有效地钳位。电压倍频器由N2、D4、D5、CO2和CO3组成，它们叠加在输出上以增加电压增益。采用三绕组耦合电感器，通过调整绕组匝数比来提供高的升压增益。
为了简化电路分析，假定了以下条件。
1)电容C1, C2, CO1, CO2, CO3足够大。因此，VC1、VC2、VO1、VO2和VO3被认为在一个开关期间保持恒定。
2)功率MOSFET和二极管是理想的，但电源开关的寄生电容是值得考虑的。
耦合电感的匝比为n2 = N2 /N1和n3 = N3 /N1。
图3 在一个开关周期的CCM操作下的一些典型波形。
A.连续传导模式（CCM）
基于上述假设，在CCM下的转换器切换周期有8种操作模式。图3展示了一些典型的关键字。
在一个开关周期的CCM操作下的波形。操作模式描述如下。
模式1(t0-t1)在 t= t0,时，S打开,D2和D5打开,D1、D3、D4关闭。图4(a)显示了在此模式下该转换器的电流路径。在这个区间内，Cs的能量迅速释放。Lk3中储存的能量被释放到C2，储存在Lk2中的能量释放到Co2中。因此，iD2、iD5和iC2都降低了。t = t1时，iD2 = 0;这种模式是结束了。
模式2(t1minus;t2):在这种模式下,S是保持开启,D1,D2、D3、和D5关掉,D4是打开的。图4(b)显示了在此模式下该转换器的电流路径。在这段时间内，电感Lk1和Lm由直流输入电压Vin充电，能量转移到CO3和负载。电流iLk1和iLm增加。Co3的电压近似于n2Vin。负载能量由输出电容CO1、CO2和CO3提供。当t = t2时，S关闭，该模式结束。
模式3(t2minus;t3):在t = t2,S是关闭的,D1、D2、D3、D4和D5也关闭。图4(c)显示了在此模式下该转换器的电流路径。在这个区间内，直流源的能量释放到Lk1、Lm和CS。因此，S的电压线性增加，直到t = t3;同时，Vds = Vin Vc1。Vo3一直保持在n2Vin的状态。负载能量由输出电容Co1、Co2和Co3提供。
模式4(t3minus;t4):在t = t3,Vds = Vin Vc1。在这段时间内，S仍然关闭, D1, D2, D3, D5打开，D4关闭。图4(d)显示了在此模式下该转换器的电流路径。存储在Lk1和Lm中的能量释放到电容C1。iD1是线性下降。此外，Lm中的能量通过N2释放到Co2。在Lm和C2中存储的能量也被释放到Co1。因此，iD2和iD5线性增加。泄漏电感能被回收，开关的电压应力也会受到限制。当ic1 = 0时，t = t4该模式结束。
模式5(t4minus;t5):在t = t4,S是保持关闭,D1,D2、D3,和D5打开,D4关闭。图4(e)显示了在此模式下该转换器的电流路径。在这个区间内，存储在C1、C2、Lk1和Lm的能量被释放到电容Co1。Lm中的能量通过N2释放到Co2中。当ic2 = 0时，t = t5该模式结束。
模式6(t5minus;t6):在t = t5,S是保持关闭,D1,D2、D3,和D5打开,D4关闭。图4(f)显示了在此模式下该转换器的电流路径。在这个区间内，存储在C1、Lk1和Lm中的能量被释放到电容Co1。存储在Lm中的能量被释放到C2和Co2。当id1 = 0和iLk1 = 0时，t = t6该模式结束。
模式7(t6minus;t7):在t = t6,S关闭,D2、D3,和D5打开,D1和D4关闭。图4(g)显示了在这种模式下该转换器的电流路径。在这个区间内，Lm中的能量通过N2和N3释放到C2、Co1和Co2。当iD3 = 0时，t = t7该模式结束。
模式8(t7minus;t8):在t = t7,iD3 = 0。S关闭，D2和D5打开。D1、D3、D4关闭。图4(h)显示了在此模式下该转换器的电流路径。在这种模式下Lm中存储的能量仍然通过N2和N3释放到C2和Co2。当开关S打开时，t = t8该模式结束。
图4 CCM操作的运行模式的电流流路径。(a)模式12(b)模式(c)模式3(d)模式4(e)模式5(f)模式6(g)模式7(h)模式8。
为了简单地分析CCM稳态特性，忽略了N2和N3绕组的泄漏电感，Lk2和Lk3。此外，由于这些模式的时间非常短，因此忽略了模式1和模式3的持续时间。
在切换期间，VLm和VO3可以写成。
VLm = kVin (4)
= n2kVin (5)
其中k为耦合电感耦合系数k = Lm/(Lm Lk1)。
在开关断开期间，Lk1中存储的能量释放到钳位电容C1中。由于C1[27], [32]的稳态条件，主泄漏电感Dc1的能量释放周期可以记为。
(6)
其中T为开关时间，D为开关的占空比，tC1为模式4的时间持续时间。
在Lm和Lk1, VLm和VLk1上施加电压-第二平衡，可得出
(7)
（8）
因此，C1和C2的电压可以写成(7)和(8)。
（9）
（10）
根据(7)、(9)和(10)，Co1和Co2的电压可以表示为。
（11）
（12）
从(5)、(11)和(12)，输出电压VO表示为
（13）
图5所示为耦合电感各耦合系数下的电压增益与占空比，以及相同的匝比n2 = n3。结果表明，耦合系数可导致电压增益下降。然而，电压增益的下降对耦合系数k不敏感，因此，理想的电压增益和C1和C2之间的电压可以重写为
（14）
（15）
（16）
图5 电压增益与负载比的不同转化率和耦合系数的耦合电感。
图6电压增益与所建议的变频器的占空比。
当k = 1。该数字还可用于最大占空比和耦合电感匝数比。
式(14)表明所提出的转换器利用电压倍频器和耦合电感器的技术实现了高电压增益。
图6显示了在[28]中所述的转换器和三绕组耦合电感转换器的对应占空比当n2 = n3时的电压增益。根据图6所示，当转换器在较大的负荷比下工作时，所建议的转换器的电压增益大于[28]中的电压增益。结果表明，该转换器具有较高的电压增益性能。此外，由于耦合电感器作为前向和反激转换器，耦合电感器磁芯的利用率可以提高。
根据上述分析，开关和二极管的电压应力如下:
（17）
（18）
(19)
(16)式(14)和(17)揭示了主开关的电压应力被低电压钳位，该低电压比输出电压更低。式(17)-(19)可用于确定各功率器件的最大电压应力。
- DCM
为了简化不连续传导模式(DCM)的分析，忽略了耦合电感的所有漏感。耦合电感器被建模为磁化电感Lm。所有半导体元件都被认为是理想的。在每个切换期间，DCM
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