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基于电动汽车动态无线充电建模的开通仿真与分析
郭燕杰、王丽芳、朱庆伟、廖成霖（前四个均为IEEE成员）、方林
摘要——本文提出了一个等效模型来分析电动汽车（EV）动态无线充电系统的启动过程。在该模型中，考虑了切换前系统的初始状态，并使用全响应来描述开通过程。首先讨论了开关器件作用前后的系统状态，提出了一种近似方法计算开关器件中变换器直流侧电压的初始值。然后，利用等效的瞬态源和系统传递函数来建立接通模型。因此，接通过程可以通过在等效源激励下对选定电流的全响应来描述。此外，所提出的模型由开发的动态无线电动车充电原型验证。另外通过讨论系统参数和车辆来研究接通瞬态特性速度效应。最后，在开关位置影响分析的基础上，提出了一种简单的选择合适开关位置的方法，并通过实验结果验证其合理性。
关键词——动力充电，电动车（EV），全响应，开通过程，无线电力传输
简介
电动汽车无线充电系统可以使人们免于寻找充电设备。而且它所占空间小，并适应多雨而潮湿的环境。这一系列优点使该系统有着光明的前景。在初期阶段，静态无线充电系统的设计考虑了众多因素，例如基础理论、线圈设计、电力电子转换器，以及控制方法等。在最近几年，动态无线充电系统不断发展，此系统可以减小电动汽车车载电池的重量和体积。此外还可显著提升电动汽车的便捷性和灵敏性。
地面轨道是动态无线电动车充电系统的关键部分。它有两个主要的几何形状：单回路轨道和分段轨道。单回路轨道易于供电，结构简单。然而，即使上方没有电动汽车，整个轨道依然处于工作状态，这会造成额外的功率损失和电磁场（EMF）辐射。分段轨道可以避免这些问题。但它需要根据车辆位置切换轨道以对电动汽车进行连续充电。因此，在充电过程中，一些因素会影响系统性能，例如每个轨道的长度，轨道偏离性，车辆速度和车流密度。另一个重要的因素是在轨道上用来约束磁场的磁屏蔽方法。它将减少功率损耗，并使系统电磁辐射满足标准要求，如《国际非电离辐射防护委员会准则》。
为了分析影响因素，应结合补偿网络，电力电子转换器和负载对轨道进行建模。轨道模型可以通过磁路分析，等效电路或EMF分析方法建立，如镜像模型和有限元模型。此外，为了使系统模型更完善，应当考虑电网和电动汽车动力电池的影响。基于该模型，可以获得系统输出功率，效率和频率特性。同时，分析参数对系统性能的影响，指导系统设计。研究表明，输出功率和效率在动态充电过程中都有脉动。因此，需要对系统进行控制以保持稳定的输出并满足电动汽车充电的要求。此外，对于大功率应用，还需要研究三相动态充电系统。
本文重点介绍带分段轨道的动态无线电动车充电系统的启动过程。这个过程非常重要，因为接通瞬态脉冲可能会超出器件的容量限制，并且会损害系统绝缘表面和设备安全。瞬态过程可以通过状态空间平均或拉普拉斯相量变换建模，并用阶跃响应表示。 图1显示了动态无线电动车充电系统的简单接通原理图。 该图标记了三个开关位置：负载线圈与位置1中的驱动轨道对齐; 负载线圈与驱动轨道和驱动轨道的连接对齐，负载线圈与位置1中的驱动轨道对齐；负载线圈与位置3中的驱动轨道和连接轨道对齐;位置2位于位置1和位置3的中间。另外，这些位置的距离坐标如图1所示。如果系统切换到位置3，则在切换之前输出功率将非常小，并且输出的较大变化功率会带来很大的瞬态脉冲。因此，本文仅考虑位置1和位置2的接通过程。此外，初级侧LCC补偿网络已被证明在固定无线充电系统中是优选的。因此，我们讨论接通过程并根据这种补偿网络开发一个实验原型。系统拓扑或控制策略的影响则超出了本文的范围。
图1 电动汽车动态无线充电系统结构简图
在前面研究的基础上，考虑到系统的初始状态，本文提出一个全响应模型来分析开关的瞬态作用过程。前面提到的模型可以在不同的系统参数下，在精度范围内进行开关启动参数的计算。本文以如下方式描述：第二部分分析切换前后的系统状态。 第三部分通过等效源和系统传递函数建立开通模型。 第四部分介绍了实验验证和系统参数影响。 第五部分描述了开关位置的影响，并提供了一个简单的方法来选择合适的开关位置。
开关状态分析
在实践中，将会有很多分段轨道，而不仅仅是如图1所示的两个轨道。接通瞬态过程不仅受到接通轨道和驱动轨道的影响，还受到其他轨道的影响，而这些轨道与开关轨道和负载线圈有相当近的距离。但是，为了解决关键问题并使之简化，只有两条轨道用于分析接通过程。如果需要，以下模型和分析方法可以扩展到更多轨道的情形。
具有两个轨道和初级端LCC补偿网络的动态无线EV充电系统的等效电路如图2所示，其中Udc代表直流电源; RL为等效负载电阻; Cin1和Cin2是转换器直流侧的输入电容; L1，L2和L3分别是接通轨道，主轨道和负载线圈的自感; C1s和C2s是初级端串联补偿电容; C3s是负载侧串联补偿电容; R1，R2和R3分别为导通轨道，有源轨道，负载线圈及与补偿电容串联的补偿电阻; C1p，C2p和R1p，R2p是与初级端并联的补偿电容和旁路电阻。Ls1和Ls2是主串联补偿电感器; Cs1和Cs2用于调节变流器交流侧的电抗，因为Ls1和Ls2的电感在成型后不容易改变; Rs1是Ls1和Cs1的总杂散电阻；同时Rs2是Ls2和Cs2的杂散电阻。 M12表示开放轨道和驱动轨道之间的互感; M13表示开路和负载绕组之间的互感; M23表示有源磁道和负载绕组之间的互感。但这三个参数未在图中显示。 I1，I2和I3分别为驱动轨道，有效作用轨道和负载线圈的电流；Ic1和Ic2是变流器的交流侧电流。当轨道打开时，相应的补偿网络和转换器被统称为连接单元；驱动轨道以及其相应的补偿网络和变流器命名为驱动单元；负载线圈及其相应的补偿网络被称为负载单元。
根据等效电路，我们可以讨论该系统开关作用前后的状态。开关接通后，能量从开关单元和驱动单元流向负载单元。开关和驱动单元的转换器在电路中均作反相器。转换器直流侧电压也作为电压源，定义为Ud_on。然而，开关作用前则情况就不一样了。在此条件下，只有驱动单元提供电源。由于开关轨道和启动轨道之间有数值小的感抗M12，能量将流向驱动单元。根据设计要求，L1、C1s和C1p构成的回路应当处于谐振状态，这种状态可以使系统高效运行，并将输出电压限制在一定范围[1],[27]。谐振回路只呈阻性，并存在小电感。因此该回路中将出现较大的电流。而且，另外一部分能量将从开关单元转换器流出并给输入端电容Cin1充电，使之达到目标电压，该电压定义为Ud1_0。因此，开关单元的转换器在开关作用前相当于整流器。但由于阻抗值不同，流过转换器的电流远小于流经L1、C1s和C1p所构成回路的电流。
图2 电动汽车动态无线充电系统等效电路图
总而言之，当开关单元将其工作状态从整流器过程改变到逆变器过程时，驱动单元基本保持不变。此外，开关单元转换器的直流侧电压从Ud1 0变为Ud。应该注意的是，开关单元转换器在切换Ud1_0之前的直流侧电压对于接通过程分析非常重要。所以，我们将提出一种方法来近似计算其价值。
首先，进一步分析接通单元。系统在切换之前有足够的时间达到稳定状态。因此，假定转换器的触发脉冲在切换之前处于激活状态，转换器的交流侧电压将是一个阶跃波。阶跃波Us1的基波幅度与变换器直流侧充电电压Ud1_0成正比。例如，当相移角为零并忽略死区时，变换器的交流侧电压将是方波。Ud1_0和Us1之间的关系为：。而且，有源单元和负载单元的作用相当于频域中的电压源。因此，开关单元的等效电路如图3所示。
图3 反映转换器直流侧电压Us1与线圈电流I1、I2和I3之间关系的开关单元等效电路
基于图3中的等效电路，接通轨道被视为一个双端口网络，转换器交流侧电压被视为端口电压Us1。通过双端口网络的方程，转换器交流侧电压Us1与线圈电流I1，I2，I3之间的关系可以计算出来，并由下式给出：
(1)
然后，需要计算线圈电流I1，I2，I3的值。 由于流过转换器Ic1的电流远小于通过前面提到的L1，C1s和C1p回路的电流，我们将忽略电流Ic1。 另外，有源单元变换器交流侧电压Us2的基波幅度可以根据Us1和Ud1_0之间的相似关系，从Ud_on得到。因此，忽略Ic1的可以得到如图4所示的等效电路。根据基尔霍夫定律和网孔电流分析法，图4中等效电路的电压 - 电流方程由下式（2a）给出：
图4 当Ic1忽略不计时，粗略计算线圈电流I1、I2和I3的等效电路
阻抗矩阵频域表达式如式（2b）所示：
Z11 = R1 R1p jomega;L1 1/(jomega;C1s) 1/(jomega;C1p),
Z22 = R2 R2p jomega;L2 1/(jomega;C2s) 1/(jomega;C2p),
Z33 = RL R3 jomega;L3 1/(jomega;C3s),
Z55 = Rs2 R2p jomega;Ls2 1/(jomega;Cs2) 1/(jomega;C2p),
Z12 = jomega;M12，Z13 = minus;jomega;M13,Z23 = minus;jomega;M23,
Z25 = minus;(R2p 1/(jomega;C2p)). (2b)
由于M12和M13在位置1和位置2都很小，Ic1对I2和I3的影响也很小。 因此，这两个电流可以通过（2a）和（2b）两式以足够的精度进行计算。 然而，Ic1会直接影响I1，尽管它比通过L1，C1s和C1p组成的回路的Ic1lt;
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