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用于蜂窝应用的多模无线电收发机
无线通信的爆炸性增长继续推动升级服务的蜂窝网络的发展。许多GSM网络现在支持EDGE和WCDMA功能，可以实现高速数据访问。未来的网络将增加LTE功能，以实现更快的数据服务。因此，多模设备变得越来越普遍且实际上是强制性的。
为了推动这种增长，经济地提供这些复杂系统变得至关重要。这导致了以高效多模架构为重点的无线电技术的重生。
为了实现这一目标，无线电收发器必须足够灵活，以解决与GSM，EDGE和WCDMA网络相关的令人生畏和巨大不同的要求。这是通过使用以前缺乏性能的众所周知的架构来实现的。无线电接收机采用滑动式中频架构，可利用低中频和直接转换概念。无线电发射机将极坐标调制（GSM / EDGE的首选解决方案）扩展到WCDMA。其结果是一个精简的多模蜂窝无线电。
2.1接收机
图2.1所示的无线电接收机采用带有集成陷波滤波器的伪直接转换架构来适应不同的要求。在这种方法中，下变频器将接收频带转换为低中频或直流（零中频）。这种灵活性是多模接收机的关键。
GSM，EDGE和WCDMA是三种非常不同的调制方案。 GSM是一种窄带连续相位调制方法。EDGE是另一种窄带方法，但具有更复杂的调制格式。形成鲜明的对比，WCDMA是一种使用扩频技术的宽带高线性调制方案。因此，这三种方法以不同的方式影响无线电收发器，如表2.1所示。
图2.1具有滑动IF的伪直接转换接收机
表2.1 GSM，EDGE和WCDMA标准的比较
2.1.1 射频前端
RF前端由多用途低噪声放大器（LNA），陷波滤波器和下变频器组成。 图2.2所示的LNA提供了多个增益步骤来最大化接收器的动态范围。它使用由偏置电压Vb1和Vb2控制的共源共栅晶体管N3-N6将射频信号电流引导至为6dB增益级设计的R-2R梯形图。这种结构保留了放大器的输入/输出阻抗，并在低增益设置下保持低噪声系数。
图2.2具有两个增益设置的可变增益LNA
图2.3用于实现接收陷波滤波器的Bridged-T滤波器 - （a）等效模型和（b）回应
差分LNA设计确保了对陷波滤波器和下变频混频器的平衡驱动。结果，任何偶数阶失真都表现为共模信号，理想情况下这种信号会被对称设计和布局所抵消。
陷波滤波器以全双工WCDMA模式保护下变频器。全双工操作允许接收器和发射器同时工作，通过双工滤波器连接到天线。高发射功率电平下，双工滤波器的有限隔离允许在该发射机上出现相当强的信号接收器的输入。因此，发射泄漏信号可能成为接收机看到的最强阻塞信号，如果未处理，可能很容易压倒有用信号。
可调谐陷波滤波器采用图2.3a所示的桥接T网络的修改版本。该网络使用无源元件即可实现高Q带阻或陷波响应。一般说，无源元件，特别是集成电感，限制了滤波器的Q值，并最终将陷波衰减限制在几个dB。即使使用厚的Al-Cu金属和图案化的接地屏蔽技术，集成电感的Q值峰值仍在25左右。这不能满足陷波滤波器Qgt; 100 /的要求。
桥接T网络通过将实际电阻RN转换为与模拟LC网络损耗的电阻RQ相等且相反的电阻来克服此限制。桥接T网络包括由电容器C1a-C1b和电阻器RN形成的Y网络。该网络映射到等效的-网络，其中替换两个电容器的分支由具有负实部的阻抗组成。由此产生的负阻抵消了由电阻RQ建模时的损耗，当
和
这又会强制输出电流为零，并在谐振频率处产生零点。如图2.3b所示，损耗较少时，滤波器的Q值增加，并且在5 MHz带宽内陷波衰减容易超过20 dB。
集成陷波滤波器可保持LNA和片内下变频混频器之间的接口，从而实现灵活的阻抗级别并最终降低功耗。它也大大简化了多波段操作。这是因为传统上，使用SAW滤波器已经衰减了发射泄漏信号。而且由于每个无线电频段都需要一个专用的SAW滤波器，这就造成了多频段无线电接收机不能解决的问题。相比之下，集成陷波滤波器则提供了一个完全单片，低成本的接收器。
下变频器只是将整个接收频段转换为基带。由描述的正频本地振荡器（LO）信号将接收频带的负频率分量移到低IF频率，如图2.4a所示，或直接dc，如图2.4b所示。通常，下变频器会受到各种伪影的困扰。
图2.4伪直接下变频接收机的响应
噪声（尤其是1/f噪声），直流偏移甚至阶失真都是降级下变频器的一些伪像。窄带GSM/EDGE信号对这些影响特别敏感。这是因为这些调制信号将能量集中在直流位置，这些位置通常位于这些位置。使用低中频方法将有用信号从直流移开并减轻这些伪影的影响。但它确实使下变频器对图像信号敏感。下变频器及其混频器中的任何不平衡都会将图像信号转换为相同的IF频率
其中度量IRR对应于镜像抑制比，表示电压增益失配，表示相位失配。最好将图像信号保持在低于所需信号20 dB以避免不可修复的损坏。GSM/EDGE网络限制频率重用，因此相邻信道干扰信号或阻塞器最多只比有用信号强9dB，使IRR要求合理。这使得可以选择具有100-140kHz可变频率的低IF方法。
相比之下，在WCDMA网络中发现的相邻信道阻塞器可以比想要的信号强44dB。 这将IRR的要求提高到不切实际的水平，并使得低IF方法对WCDMA不具吸引力。幸运的是，WCDMA信号的宽带宽允许一个直流陷波（实现为具有5 kHz转角3的高通滤波器）来衰减1/f噪声和直流偏移。这要求下变频器将WIFI的低中频频率滑动到零（或直流）。但直接转换接收机对偶数阶失真特别敏感。
这种类型的失真解调与阻塞信号相关的振幅调制，并将能量转换为直流。无论载波频率如何。结果，失真的AM信号的频谱现在与想要的下变频信号重叠。然而，使用低IF方法并不能完全缓解这个问题。这是因为失真的AM信号的频谱仍然可能延伸到有用信号中并导致问题，如图2.4c所示。需要仔细设计和校准以抑制低IF和零IF模式下的偶数阶失真。
2.1.2 基带接收器
基带接收器选择收到的频道。它通过处理整个接收频段，衰减干扰信号和隔离有用信号来实现这一点。基带接收器包含简单的模拟滤波器以减少最强的阻塞信号。这些滤波器使用巴特沃斯结构和全通均衡器来最小化相位失真和非线性群时延，否则会导致符号间干扰。基带接收器还包括可变增益放大器（VGA）来调整信号电平。自动增益控制（AGC）环路控制这些放大器，使得驱动A/D转换器的总输入信号（有用信号加上任何剩余的干扰信号）的峰值在其满量程电平的6-10dB内，以允许接收信号电平突然增加。
图2.5 基于2—2 MASH结构（Z域模型）的过采样A/D转换器
无线传播信道是不可预知的，并且会受到引入频率选择性衰落的小尺度效应。一般来说，GSM/EDGE等窄带信号比WCDMA等宽带信号更容易受到频率选择性衰落的影响。此外，多时隙GSM/EDGE操作使情况复杂化并且增加突然强接收信号出现的可能性，即所谓的上变频。
A/D转换器对模拟无线电信号进行采样，并将其转换成数字格式以供数字无线电处理。基于图2.5所示的过采样调制器的侦察可重构架构用于整形量化噪声。它是基于一个2到2级联的MASH结构。调制器的输出等于
2.2 发射机
发射机如图2.12所示，并且具有与接收机相同的灵活性。它使用极性调制GSM/EDGE的首选方法，有效地形成所有三种发射波形。极性发射器由数字处理器，小数N分频PLL，分频器和VGA加PA组成。
发射器使用映射函数将I/Q数据转换为极坐标格式
图2.11非线性PLL行为产生的频谱线否则由输入抖动信号扩展
图2.12极坐标模块-概念
图2.13 EDGE信号在分为AM和FM分量时扩展
这个过程虽然简单，但是非线性工作，并且倾向于扩展得到的调制信号的功率谱密度，如图2.13所示。AM信号包括直流的频谱线以及符号率的倍数。它的能量扩展到符号率的两倍左右。相比之下，功率谱密度调频信号的频率下降缓慢并且不会真正消散5与AM和FM信号相关的频谱扩展使系统设计复杂化。而且，这种效应随着宽带系统的增长而增加，并且成为将极化调制扩展到WCDMA操作的主要障碍。
2.2.1 相位/频率调制
在极性发射机中，使用图2.14所示的改进的小数N分频PLL将相位/频率调制直接应用于RF载波。这种方法有时称为“2点调制”，它在反馈计数器（低频路径）以及VCO（高频路径）上应用FM信号。这导致图2.15所示的行为和以下传递函数
其中KPD是电荷泵的增益，Z(S)是环路滤波器的阻抗，KV是调谐端口的VCO灵敏度，N是反馈计数器的值，K调频是VCO在调制端口的增益，是比例参数。理想情况下，这两个功能结合起来可以实现平坦的响应,通过VCO的高频模拟路径可以实现宽带宽WCDMA操作。
图2.14分数-NPLL修改包括两个F调制路径
图2.15具有衰减功能的改进PLL的宽带响应
实际上，高频模拟路径的响应对VCO增益K调频非常敏感 - 随工艺和工作频率而变化。因此，模拟调频信号必须按比例适当调整以达到所需的平坦响应。相反，通过反馈计数器的低频数字路径是精确的，并且实际上能够最小化模拟路径引起的PLL环路带宽内的错误。
PLL和VCO产生两倍或四倍RF载波频率的恒幅信号。以不同于PA的频率操作VCO可降低高功率PA输出的注入推动的几率。尽管如此，仍然需要仔细设计，以避免由PA的第二（或第四）谐波输出推动。任何推动重调VCO并导致显着的相位误差。VCO相位/频率调制信号使用简单的分频器在频率上移动。
2.2.2 调幅
极性发射器中的幅度调制发生在VGA或PA上。使用整流缓冲器在VGA上应用调制相当简单。图2.16所示的VGA结构因其电流水平跟踪AM信号而高效运行。相位/频率调制RF载波驱动晶体管N2-N3以将信号电流AM(t)直接切换到输出。由于RF载波已经包含任何相位变化，所以信号AM(t)总是正的。这与需要增加直流偏置电平以处理负向信号I(t)和Q(t)的传统I/Q混频器电路形成鲜明对比。直流失调因此决定了在I/Q上变频器中使用效率较低的双平衡混频器电路来避免载波泄漏。因此，幅度调制器比I/Q上变频器的工作效率更高。
图2.16换向驱动放大器
图2.17基于宽带宽包络跟踪（WBET）的WCDMA PA调制
如果在PA处应用调制，则更好的效率是可能的，但由于AM信号的带宽，发射机所需的动态范围以及宽带噪声限制，这更具挑战性。在高输出功率水平下，PA在信号峰值期间可以从其电源拉出超过1A。这使得PA的效率非常关键。线性功率放大器效率较差，而效率更高的开关式或饱和功率放大器严重降低了EDGE性能，从字面上破坏了WCDMA信号质量。
在PA上应用宽带调制的一种有前途的方法是使用图2.17所示的宽带包络跟踪方案（WBET）。该方法最初是为D类音频放大器开发的，它依赖于开关式高效网络来提供大部分PA偏置，并将其与线性网络提供宽带部分的偏差。线性网络只是用来减少交换网络和包络层之间的误差。结果，电源电压跟踪调制信号的包络; 它略高于保持功率放大器工作在其线性区域所需要的水平。由于PA线性工作，与开关模式PA设计相比，失真大大降低。
任何PA调制方法总是引入AM-AM和AM-PM失真。使用图2.18所示的数字预失真方法可以纠正这种失真。预失真算法使用查找表（LUT）直接映射到极坐标体系结构，具有最小的复杂度
增益调整在哪里，是在给定的AM水平上与PA相关的相移。相比之下，针对I/Q上变频器的增益和相位校正算法通常需要至少4到10倍的复杂度。
PA产生的失真量取决于其工作模式。它可以随着工作频率，温度和负载阻抗而变化。此外，开关或饱和功率放大器通常表现出使预失真方案更复杂的记忆现象。因此，使用开关功放的PA调制方法包含反馈是很常见的。为了精确跟踪幅度和相位失真，反馈必须包括一个专用接收器，如图2.19所示。这给无线电收发器带来了巨大的负担，并强调了基于线性PA的WBET方法的关键优势。
2.2.3 接收带噪声
多模极化发射机的一个主要优点是它消除了所有外部SAW滤波器 - 大幅降低了成本并缩小了无线电的尺寸。通常需要这些滤波器来降低接收频带中的噪声。虽然这在WCDMA等全双工系统中尤为重要，所有三种模式的噪声水平都具有挑战性。
图2.19使用专用接收机的发射机反馈
图2.20一个复杂的WCDMA信号的轨迹
在接收频带的PA输出端产生的能量是其自身的电路噪声，最初由RF调制器产生的放大噪声以及由于非线性PA操作而折叠到接收频带中的噪声的组合。由于互调失真引起的噪声折叠会在由下式给出的图像频率下移动噪声
到接收频率fRX。 传统的声表面波滤波器同时衰减接收频带和图像噪声。 陷波滤波器（如本无线电接收机中使用的设计）不会衰减图像噪声。
对于GSM / EDGE，接收噪声在偏移10和20 MHz时测量。对于窄带调制，主要的噪声源是VCO。幸运的是，该电路的噪声水平可以通过仔细的设计和合理的元件达到165dBc/Hz（负载水箱Qgt; 12）。相比之下，与WCDMA相关的宽带调制则是一个令人生畏的问题。这是因为FM信号的功率谱密度缓慢下降，不容易过滤。
复合WCDMA发射信号（由AM和PM/FM组件形成）的频谱由根升余弦（RRC）脉冲形状滤波器定义。该滤波器决定了复杂时域发射信号的轨迹，如图2.20所示，轨迹通过或靠近原点并不罕见。当信号通过或靠近原点时，它的AM组分迅速减少，
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