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用于下行蜂窝OFDMA网络的频率和正交幅度调制
摘要
在常规的采用具有正交幅度调制（QAM）的正交频分多址（OFDMA）蜂窝网络中，当每个小区中的所有可用子载波被完全加载时，小区间干扰（ICI）的分布趋向于接近高斯分布。最近的研究还表明，在对于信道容量最坏的分配情况下，ICI作为无线网络中的加性噪声分布呈高斯型。因此，蜂窝网络中的信道容量有望通过适当地设计ICI使其具有非高斯分布进一步增强。在这一观察结果的启发下，我们在本文中提出了采用称为频率和QAM（FQAM）的调制方案的下行链路蜂窝OFDMA网络。我们还推导了在所提出的网络中采用的二进制或非二进制纠错码的最大似然度量，并提出了其实际的次优版本。数值结果表明，在提出的网络中ICI的分布远远偏离了高斯分布。结果，在提出的网络中，小区边缘用户的传输速率显著地提高。此外，测量结果验证了与传统的基于QAM的OFDMA网络相比，小区边缘用户使用实际实现的基于FQAM的OFDMA系统可以显著增加传输速率。
关键词
位交织编码调制、编码调制、频率和正交幅度调制、频移键控、正交幅度调制。
一、绪论
无线多点通信网络的性能受其固有干扰的限制。为了应对蜂窝网络中的干扰，迄今已经考虑了包括接收机/发射机处的干扰消除以及多个小区之间的协调方案的干扰减轻技术。另一方面，还在研究无线通信网络中干扰的随机特性方面做了一些尝试。研究表明，在每个单元的可用子载波被完全加载时，采用正交幅度调制（QAM）的下行链路蜂窝正交频分多址（OFDMA）网络中的小区间干扰（ICI）的分布接近高斯分布[1]。此外，在最近的工作中证明，对于信道容量最坏的分配情况下，无线网络中的加性噪声呈高斯分布[2]。这些观察让人们期望通过采用适当的调制方案代替QAM从而得到具有非高斯分布的ICI，以显著增加干扰主导的环境中的传输速率。
在最近的研究中已经表明，当在无线多址网络中使用频移键控（FSK）调制时，类似于ICI的多址干扰的分布偏离高斯分布[3]。不幸的是，尽管FSK调制提供了高功率效率，但受到了低带宽效率的影响[4]。为了在保持高带宽效率的同时使ICI呈非高斯分布，我们考虑了将QAM与FSK组合的调制方案，自然地将其称为频率和正交幅度调制（FQAM）。只有少数研究集中于未编码的调制系统，使用FQAM的网格编码调制系统或其增强型高斯白噪声和衰落信道的变体[5]-[8]。然而，据我们所知，从在干扰主导环境中增加信道容量的角度来看，FQAM从未被考虑过。
在本文中，我们特别针对小区边缘用户提出了一种使用FQAM而不是常规QAM的下行链路蜂窝OFDMA网络，这有效地使ICI呈非高斯分布。我们首先得到用于在所提出的基于FQAM的OFDMA网络中采用的二进制或非二进制纠错码（ECC）的软判决解码的最优最大似然（ML）度量。由于它们需要关于干扰用户的路径损耗效应和经调制的符号信息，而这些干扰用户实际上在接收机上不可用，所以我们还提出了利用ICI的非高斯特性的实际版本。数值结果表明，ICI在以小区边缘区域为代表的拟议网络中的分布偏离了高斯分布。结果，提出的网络中的小区边缘用户的传输速率显着提高。另外，通过AWGN频道提出的基于FQAM的OFDMA系统的性能表明，即使在受热噪声限制的环境中，它也是一个有效选项。最后，使用实际实现的基于FQAM的OFDMA系统与常规基于QAM的OFDMA网络的测量结果相比，所提出的网络中的小区边缘用户的传输速率可以显着增加。
在本文的其余部分安排如下。 第二节简要介绍了OFDMA网络与传统QAM。 在第三节中，提出了一种基于FQAM的OFDMA网络。
二、前言
研究一个具有包括NB基站的QAM的均匀、同步的下行链路蜂窝OFDMA网络。在所有用户设备（UE）的调制技术相同的意义上，它是同质的。由于预期UE的位置变化非常缓慢，所以假设在传输网络中使用的ECC的码字期间保持不变。最后，我们假设在下行链路中不执行功率控制，并且小区选择基于所测量的平均接收信号强度。
令表示从第a个BS发送的具有E [] = 0和E [（）* ] =delta;a，bdelta;k，l的第k个Q-ary QAM符号，其中E [·]表示期望运算符，x * 对于复数x和delta;n的共轭，如果n = m，则m = 1，否则为0。此外，令ER，agamma;aET表示来自运动BS的期望UE的每调制符号的平均接收信号能量，其中ET表示BS处的每个调制符号的平均发送信号能量，gamma;a表示由于在BS处的路径损耗 所需的UE和运动BS。我们假设期望的UE与具有最大视在平均信号强度的所选BS完全同步。然后，在期望UE处的第k个调制符号的相应的快速傅立叶变换（FFT）输出由下式给出：Yk = Zk，k = 1,2。 。 ，NQ其中A表示所需BS的索引，即A =argmax1le;ale;NBgamma;a，NQ是对应于码字的QAM符号的数量，
Zk (1)
代表ICI和AWGN对Yk的影响，简称为“ICI-plus-noise”。这里，IaER,a / ER,A =gamma;a/gamma;A表示运动BS与所选择的BS的平均功率比。 此外，表示从第a个BS发送的第k个QAM符号的衰落信道系数，其中L是表示为多径信道的最大延迟 正交频分复用（OFDM）采样数的项，NFFT是FFT大小，nakisin;{0,1。 。 ，NFFT - 1}是用于传输的子载波索引，而，a = 1,2hellip;，NB，m = 0,1hellip;，L-1是独立的，循环对称的零均值复高斯随机变量（RV），其中=1表示归一化，时不变，离散时间， 运动BS和期望的UE之间的复杂信道冲激响应。最后，Wk，k = 1,2，...。 。 NQ表示AWGN的效果，并被模拟为独立且相同分布的（iid），具有E [（Wk）* Wl] =N0delta;k，l的圆对称零零均值复高斯RV，其中N0是单向的 功率谱密度。
图1. （4,4）-FQAM信号星座图示例。
图2. 3单元和19单元结构。 这里，（红色）点表示期望的UE。
四， 数字结果和测量
在本节中，我们给出了具有FQAM的下行链路蜂窝OFDMA网络性能的仿真结果。 我们还提供有关AWGN通道性能的仿真结果，以证明即使在受热噪声限制的环境中，它们仍然是有效选项。 最后，我们使用实际实现的基于FQAM的OFDMA系统提供测量结果，这证实了我们的数值结果。
- 下行蜂窝OFDMA网络与FQAM
我们用FQAM呈现均匀同步的下行链路蜂窝OFDMA网络的性能，并与QAM进行比较。 对于本小节的所有数值结果，我们考虑图3中的3单元和19单元结构。图2和3GPP LTE无线电帧结构。图3，具有带宽20MHz和[10]中描述的正常循环前缀（CP）模式。如图2所示，假设BS位于半径为1km的六边形小区的中心，并且假设期望的UE位于BS-1的边缘。我们假设网络中的所有BS使用所有可用的子载波来支持UE，并且其发射功率为20W。我们考虑[12]中描述的路径损耗模型和国际电联行人B多径信道模型[13]，并在接收机处假设完美的信道估计。最后，考虑了在3GPP LTE标准[10]中规定的速率-1 / 3二进制turbo码（BTC）和[16]中规定的约束长度为3的速率1 / 3M进制turbo码（MTC）。在本文中，我们仅考虑非二进制ECC的字母大小等于调制阶数的情况。此外，BTC和MTC分别经由每个码字的20次迭代的最大后验（MAP）解码器[17]迭代解码。具有（4,8）-FQAM6或QAM的下行链路蜂窝OFDMA网络中复杂ICI加噪声样本的实值的直方图如图4所示。
图3. 3GPP LTE无线电帧结构
注意，对于具有FQAM的情况，与在QAM方面相比，在小区边缘区域观察到的ICI加噪声的分布高度偏离高斯分布。 更具体地说，在前一种情况下的分布具有比后一种情况下更高的峰值以及更重的尾部。在[2]中也显示，无线网络中相对于信道容量的ICI加噪声作为附加噪声的最差情况分布是高斯。这些观察意味着对于ICI加噪声的给定平均功率值，FQAM产生的非高斯干扰信道的信道容量可能远大于由QAM引起的高斯干扰信道的信道容量。因此，我们可以预期，通过用FQAM替换QAM，OFDMA网络中的小区边缘用户的传输速率显着增加。另外， 图4示出了ICI加噪声和高斯分布的分布之间的差异随着干扰BS的数量NB-1而减小。因此，有望通过使用FQAM而不是QAM来提高性能。
如图5所示，使用具有FQAM的BTC或MTC的下行链路蜂窝OFDMA网络中UE的帧错误率（FER）期望曲线根据传输速率来绘制。所需UE的传输速率被定义为信息比特率，Nb表示码字中的信息比特数，NRB是发送码字的分配资源块数（RB），是 图1中子帧中的总RB。图3中，TSF是子帧持续时间[mu;sec]。
如在3GPP LTE标准[10]中，期望的BS可以根据信道质量指示符（CQI）分配比发送码字所需的最小数量的RB更多的RB。在这种情况下，相应的码字被部分地重复并且被过量传输。数值结果表明，通过采用FQAM而不是QAM，相对于ML解码性能，小区边缘用户的传输速率显着增强。例如，对于图1中的3单元结构。 在图2中示出了所需UE在FER = 0.01时的传输速率。 当使用具有（4,8）-FQAM的MTC替换具有四进制QAM（QPSK）的BTC时，5从大约1.2增加到至少6Mbits / sec。 对于19个小区结构，采用具有（4,8）-FQAM而不是具有QPSK的BTC的MTC的OFDMA网络中期望的UE的传输速率仍然大约从1到2.3Mbits / sec增加。注意，正如我们可以从ICI加噪声的分布预期的那样，FQAM与QAM的增强比随着干扰BS的数量而减少。
图4. 在具有（4,8）-FQAM的下行蜂窝OFDMA网络中小区边缘区域的复数ICI加噪声样本的实值的样本直方图。
图5. 在ML解码下采用BTC或具有FQAM的MTC的下行链路蜂窝OFDMA网络中期望的UE的FER性能与传输速率。
图6. 使用具有FQAM ML解码、高斯解码或CGG解码的MTC的下行链路蜂窝OFDMA网络中的期望UE的FER性能与传输速率。
图5还显示了基于FQAM的OFDMA网络中期望的UE的传输速率通过采用MTC而不是BTC而显着增强，而具有四级QAM的OFDMA网络中的BTC和MTC具有大致相同的性能。这些结果表明，在提出的具有M-ary FQAM的OFDMA网络中，提高其性能方面，M-ary ECC更是优的选责。例如，对于19小区结构，当使用MTC而不是BTC时，基于（4,8）-FQAM的OFDMA网络中期望的UE的传输速率大约从0.9增加到2.3Mbits / sec。另一方面，对于3单元结构，其大约从4.8增加到至少6Mbits / sec。由于3单元结构中的ICI加噪声的强非高斯性，即使在使用BTC的基于（4,8）-FQAM的OFDMA网络中，期望的UE也比期望的更高的传输速率高四倍 UE在基于QAM的常规OFDMA网络中。
在ML解码，高斯解码或CGG解码的情况下，基于FQAM的OFDMA网络中在传输速率方面期望的UE的FER曲线如图6所示。这里，高斯解码表示基于ICI加噪声分布为高斯的传统假设的解码，对应于alpha;= 2.0的CGG解码。与高斯解码相比，我们观察到基于FQAM的OFDMA网络在ML解码下的性能有着显著提高。然而，（13）和（15）中的ML度量需要关于在接收机实际上不可用的干扰用户的路径损耗效应和调制符号的信息。因此，我们提出了CGG指标作为（20）和（21）中的实际的次最佳版本，它利用了ICI加噪声的非高斯特性。数值结果表明，CGG解码性能非常接近于ML解码性能，并且高斯解码后的CGG解码性能提升得到了显著提升。更具体地说，对于弱非高斯ICI环境（即19个小区结构），通过ML解码的CGG解码的性能下降可以忽略不计，而对于强非高斯ICI环境（即3小区结构）。
图7. 在使用具有FQAM的MTC用于3小区结构的下行链路蜂窝OFDMA网络中，NR = 0.8km的期望UE的FER性能与传输速率。
在图4-6的数值结果中，考虑到所提出的基于FQAM的OFDMA网络，每个小区的半径为1km，期望的BS与期望的UE之间的距离为1km。在这种情况下，信号与干扰加噪声比（SINR）的值在3单元和19单元结构中分别约为-3 dB和-4 dB，它们非常低.。为了确认所提出的网络在中等SINR区域和非常低的SINR区域的性能提升，
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