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Multiharmonic Generator for Large-SignalNetwork-Analyzer Verification
（大信号网络分析仪的多谐波发生器的验证）
自从S参数[1]最初使用于描述20世纪60年代的线性微波电路，电路设计者、软件开发人员和仪器制造商逐渐在这个“黑盒”表示上达成一致，并在建模、仿真和测量方面取得了显著的进展。S参数作为高频信号传输与散射的数学语言，代表了微波网络在频域中线性特性的统一形式。随后，矢量网络分析仪(VNA)被发明作为测量S参数与描述器件和元件的线性行为的主要工具，包括小信号有源电路。
高频电子技术是一种在非线性区域中的操作,设计人员和开发人员不仅急需包含非线性信息的类似黑盒子模型，也急需一种能够通过测量或实验参数提取来方便地构建这样一种模型的非线性矢量网络分析仪(NVNA)或大信号网络分析仪(LSNA)。例如，在传统的射频振荡器设计中，S参数用于确定晶体管的不稳定区域并进行阻抗匹配。这是一种流行的方法，因为，首先，有时晶体管是低噪声导向的，并且只有线性模型由制造商提供。其次，虽然严格地说，振荡晶体管是在S参数无效的非线性条件下工作，但该方法还是简单有效。这种设计方法由于不能保证频率精度或预测输出功率，还存在许多局限性。因此，研究人员和实践者一直在寻找s参数的非线性对应关系，作为一种设计方案，它可以使整个非线性电路的设计流程更加高效和准确。然后，振荡器设计者只需要测量晶体管的非线性参数，并用兼容的仿真软件完成设计。
这种黑盒模型应该不同于传统的非线性模型，包括基于经验和基于物理的模型，以及基于负载拉测量品质因数（FOMs）的模型[2]。第一种模型利用了器件物理知识和一组实测数据。模型参数调整到与数据曲线拟合。现有的模型无法适应新设备的需求，因为新设备需要不同的、更复杂的模型，这自然会导致更高的成本和更多的努力。在自主负载牵引系统的协助下，第二类模型更容易获得，但只适用于特定条件进行测量。一般来说，它们只能揭示功率放大器（PA）对负载阻抗效率的非线性特性的一部分。尽管如此，负载牵引模型似乎在与下面介绍的一种新型模型的连接上取得了进展。
在20世纪90年代早期，惠普的微波技术中心制造了一种黑盒类型的非线性建模。在2000年中，基于博士生工作的多谐波失真框架（PHD）被提出。该模型是从沃尔泰拉理论导出的，在各种沃尔泰拉增益函数相对于有限的谐音线性变化时[3]-[5]。换句话说，被测设备（DUT）被假定为以非线性的方式响应大的驱动信号，而以线性的方式响应额外小的谐波信号[6]。这种对谐音功率的限制是PHD模型的局限性，也对理解微分模型和测量方法具有重要意义。结果表明，这种假设很好地近似于不同类型的功率放大器和其他常见的非线性电路[7]。作为一个结果，被测设备在频域中由一系列映射函数表示，并与输入和输出波形（含基波与谐波的音）关联起来，如图1所示[ 8 ]。从这些函数中提取幅值和相位信息便可以描述完整的时域I/O波形。
图1 双端口非线性网络映射函数中的入射波和散射波包含基波和谐波
在这个框架下，安捷伦公司注册的商标X参数已经被开发出来了。结合X参数，将安捷伦公司PNA-X系列NVNA投入市场，并且先进设计系统（ADS）也在X参数的模型支持更新的仿真。除了安捷伦，其他一些公司还利用PHD模型开发实用的非线性的建模、仿真和测量技术。例如，Rohde amp; Schwarz与NMDG合作，该公司由惠普/安捷伦的前员工创建，现在是国家仪器公司的一部分。Rohde amp; Schwarz开发了ZVA和ZVT系列LSNAs。与此同时，奥维论坛（owf）与Anritsu, AWR, Rohde amp; Schwarz, Tektronix, HFE, NMDG 和Mesuro的创始成员形成大信号模拟、测量和建模的合作、创造、促进统一与数据透明的交换格式。
与只需要特定频率下的输入和输出音之间的相对幅度和相位的S参数不同，基于PHD框架或OWF框架的非线性模型不仅需要输入和输出音在基波和谐波 频率，还需要有基频和谐波频率下输入和输出音之间的交叉频率相对相位。
决定NVNA或LSNA精度的关键部件之一是谐波相位参考（HPR）发生器（或梳状发生器）。目前LSNA中使用的HPR的精确度可追溯至美国国家标准与技术研究院（NIST）的电光采样示波器[10] - [12]。NIST仍然缺乏通用标准，可以识别LSNA的测量误差并评估仪器解析信号幅度和相位的能力。
2011年ARFLG会议的NVNA用户论坛讨论了NVNA与LSNA的系统验证。Mesuro提出了几种方法，其中之一是循环装置，它可以被看作标准的非线性装置，并在不同实验室的不同系统间流通[13]。此外，Mesuro提到这种循环装置非常可取，但在市场上并不容易获得。在会议期间讨论NVNA的校准，验证和可追溯性时，与会者讨论了循环装置的必要性。国家实验室也一直在寻找改进NVNA校准，验证和可追溯性的方法。总而言之，厂商和实验室都有共同的观点，即需要一个循环设备（与HPR不同）[14]。
非线性器件响应的谐波含量可能受其输入和输出端接阻抗的影响。其原因是输入/输出入射波的变化即终止结果的变化，会导致输出信号的非线性变化。然而，出于错误诊断的目的，循环装置应始终能够在不同的基波和谐波阻抗和输入功率下产生恒定的输出信号。循环装置有自己的谐波指纹，可以通过国家实验室(如NIST)精确提取。然后，NVNA和LSNA被用来测量循环设备。这些仪器的误差应该通过与指纹测量数据的比较来确定。如果一个仪器的测量数据与指纹测量数据一致，该仪器的准确度可追溯到国家实验室。
2012年，在蒙特利尔召开的IEEE微波理论与技术协会国际微波研讨会(IMS2012)中，提出了一项题为“开发大信号网络分析仪循环人工合成”的学生设计竞赛的新课题，带来了重大的兴趣和丰富的成果。它由NIST推广并由MTT-S中的微波测量委员会赞助。再次在西雅图举行的IMS2013期间，本次设计竞赛的计划还包括额外的技术要求，包括更大的输入功率范围和整体功率增益限制。本文介绍今年学生设计大赛的获奖作品。
设计要求和建议方案
比赛的主要要求如下：
- 输入音为2 GHz。
- 设备应该在设备的输出端产生一个基波和四个谐波音。
- 输出基波和谐波相量应该对反射系数限制的负载失配不敏感。
- 该设备可以在-20 dBm和10 dBm之间的输入信号功率下工作。
- 每个音调的输出功率必须在输入信号电平和输入信号电平 15 dB之间。
- 当输入信号在-20 dBm至10 dBm之间变化时，每个输出音应至少改变20 dB。
- 不超过两个双极性电源（20 V，1 A）。
基于上述规则，在设计中首先考虑输出音的幅度。众所周知，可以使用任何微波非线性元件来产生谐波。在大的单调输入条件下，大多数非线性元件（如二极管和晶体管）基波和五次谐波之间的幅度差可以高达40dB。正如设计规则所暗示的，前五个音调之间的幅度差必须在15 dB以内。因此，平面输出频谱（基波和谐波具有相同的幅度）是设计中的目标。生成一个频谱，其中谐波阶数越高，功率电平越低。为了实现平坦的输出频谱，需要适当的输入/输出滤波和终止非线性元件。由于非线性行为对输入功率十分依赖，因此需要一个适当的功率控制方案来保持非线性元件的输入功率与循环法输入功率的变化无关（从规则要求的-20 dBm到10 dBm）。
非线性元件及其输入/输出滤波/终止电路构成循环装置的非线性核心。此外，还有两个问题需要考虑。首先，它的输出功率将远低于输入；第二，其产生的平坦频谱可能对负载非常敏感。为了克服这两个障碍，需要多级缓冲放大器和功率放大器。这些放大器必须在严格的线性条件下工作，以提供隔离。否则，它们产生的谐波会使平坦频谱失真，并增加输出信号与负载的灵敏度。最后，系统框图如图2所示。
如图2左侧所示，当输入功率从-20 dBm变为10 dBm时，输入/输出可变衰减分别从5 dB变为35 dB和35 dB至5 dB（衰减器插入损耗采用了5dB一个单位）。 这样，两个可变衰减器之间的部分，特别是非线性核心，在恒定的功率电平下被驱动，并且最终输出功率紧跟输入功率。两个可变衰减器由输入功率通过20-dB耦合器，对数功率检测器和模数转换器（ADC）控制。
电路设计与实现
从图2的左到右，整个循环装置的设计说明如下。
图2 循环装置的框图。
输入和输出端的可变衰减器是Hittite HMC939LP4E 5bit宽带数字衰减器，其步长为1.0dB。 输入端可变衰减器由ADC控制，使其输出信号功率锁定在-25 dBm左右，与输入功率电平无关。这个-25-dBm信号远低于驱动非线性元件所需的功率（约10dBm）。因此，采用两个Avago VMMK-3803 LNA级联并用作驱动器放大器。 一个VMMK-3803低噪声放大器在2-GHz时具有17.5-dB的小信号增益，在5-V漏极电压下具有11dBm的输出P1dB。
在非线性元件之前，一个2.5GHz的陶瓷低通滤波器用于两个目的。 首先，它防止驱动器级产生的谐波进入非线性元件。 其次，它可以防止非线性元件产生的谐波改变驱动放大器的工作特性。在非线性元件之后，使用10.5GHz的微带开路短截线低通滤波器来降低高于10GHz的谐波，并且避免将后续的放大器推入压缩状态。 这个过滤器的布局可以在图3中看到。
图3 具有输入/输出滤波和匹配的Avago HSMS8101肖特基二极管的ADS原理图和动量组合仿真。
所选的非线性元件是Avago HSMS8101肖特基二极管，其SPICE模型用于仿真。 ADS原理图和动量组合模拟如图3所示。匹配的长度和位置通过优化获得。 模拟和测量的输出光谱显示在图4中。制造的器件显示在图5的中心部分。
图4中的测量结果不包括两个低通滤波器。这可能是模拟和测量之间差异的原因。从仿真和测量中发现，通过调节偏置电压并增加更多并联的二极管，可以调节输出之间的相对幅度。
图4 具有匹配短截线的HSMS8101肖特基二极管的模拟和测量光谱。
然后，选择的第一和第二缓冲放大器分别是Hittite HMC462LP5E和HMC606LC5。它们在1 dB压缩点下具有15 dBm的输出功率，在工作频率范围内具有约13 dB的小信号增益。两个缓冲器之间的可选固定值衰减器是一个r衰减器，可用于调整功率电平。宽带功率放大器选的是Hittite HMC998LP5E。它具有31-dBm输出功率和11-dB线性增益。该PA用于满足输出功率电平要求。由于具有相似功率电平的五个谐波由三个放大器处理，所以它们在线性区域中工作至少需要7dB（线性标度的五倍）功率回退。 最后两个组件是一个宽带隔离器和输出可变衰减器，也由ADC控制。
功率预算也显示在图2中。理想情况下，无论输入功率如何，总功率增益大约为2 dB。参考缓冲放大器，功率放大器和隔离器的S12，并考虑到衰减器，整个隔离度在10 GHz时大于139 dB，在2 GHz时大于180 dB。
为了提高稳定性并降低噪声，HMC860LP3E稳压器芯片和HMC980LP4E有源偏置芯片用于对前置放大器，非线性器件，缓冲放大器，数字衰减器和功率放大器进行偏置。此外，德州仪器（TI）的TPS63700 DC-DC变频器用于为数字衰减器提供-5 V电压。
该控制器由对数功率检测器（TI LMV221SD）和双通道12位A / D转换器（Analog Devices AD9238）组成。提供10-MHz时钟给ADC。仔细调整参考电压，以便使用ADC的整个范围。最后，每个模块都是单独制造和测试的。最终的设备如图5所示。
测量，
图5 制造的循环装置
评估和讨论
执行一系列测量来验证循环装置的性能。首先，在不同的输入功率下进行输出频谱测量，以确认设备工作正常。测量结果如图6所示。低于-6 dBm输入功率和高于-4 dBm输入功率的输出频谱曲线有稍微不同的形状。第一个原因是功率检测器的输出电压信号不是严格对数的。 第二个原因是ADC参考电压的漂移。
图6 测量的循环装置的输出光谱。
很明显，图6中的频谱不如图4中的模拟和测量频谱那样平坦，并且最弱的频谱比输入功率低。第一个原因是可变衰减器的插入损耗在不同的频率下具有不同的值。第二个原因是功率预算中不考虑从输入到输出的总传输线的频率相关插入损耗。第三个原因是尽管执行断电，缓冲器和功率放大器仍然产生谐波。在比赛现场示范中，在循环赛之外增加了一个额外的PA，以确保输出功率符合规则。 比赛结束后，我提议删除功率放大器，因为对于实际的LSNA验证，这种输出频谱是完全可以接受的。
下一步是计算循环法的FOM并评估其性能。首先，不同负载的每个输出波形的相量必须从B2波（参考图1）中提取，这可以从循环的波形数据中获得。 因此，负载相关波数据测量必须用LSNA进行。
使用负载调谐器，固定值衰减器，短路/匹配终端和20-dB宽带定向耦合器可以建立不同的负载阻抗。所选负载如图7所示。Gamma;1-Gamma;3由短端接10-，6-和3 -dB衰减器建立，为每个音调提供几乎恒定的反射振幅。Gamma;4-Gamma;7通过50Omega;的终止Focus CCMT-4020-TC-JS负载牵引调谐器建立。2GHz的Gamma;5-Gamma;7的相位在史密斯圆图上均匀分布。 对于2 GHz -10 GHz之间的任何频率，保证|Gamma;|lt;0.5。 图8显示了测量负载相关波的数据设置。还使用了安捷伦 N5247A PNA-X NVNA。
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