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CMOS技术中使用非线性传输线的高效微波毫米波倍频器
摘要：在有源器件的截止频率附近，用CMOS工艺制作信号产生器，倍频器是一个有吸引力的解决方案。这个方案关注于基于非线性传输线的倍频器，其可以应用于高输出功率和宽工作波段。一个基于非线性传输线倍频器的特性受到由色散引起的在中心频率处相位失配的限制。我们提出了一种可供选择的非线性传输线，并且抑制色散，来消除在所需谐波间的相位失配。我们建立了两种原型。第一个是一个使用65-nm CMOS工艺的20GHz的频率倍增器。第二个是为了展示我们的方案在截止频率处的可行性，用一个使用130-nm CMOS工艺的100-GHz三倍频器做了验证。二倍频器、三倍频器各自已经实现的转换损耗分别为3.5dB和12.2dB。三倍频器产生的最大功率值为-1.5dBm。二倍频器和三倍频器的相对带宽分别为23%和12.3%。据我们所知，就输出功率和带宽而言，三倍频的特性优于以往所报道的基于130-nm CMOS工艺或者频率在100GHz以上的成果。
索引术语：有源负载，CMOS，频率转换，频率倍增，频率三倍增，微波，毫米波，非线性传输线，变容二极管。
1.引言
由于在毫米波和亚毫米波频带内的应用逐渐增多，要实现高功率、宽带宽的信号发生器，CMOS是一个有吸引力的平台。用于产生高频信号的振荡器，在理论上受到有源器件截止频率的限制。由于基板损耗、无源器件的低品质因数和满足有源器件最优负载的困难，已经实现的基本振荡频率通常远低于三极管的截断频率。同样，已实现的功率等级并不够满足高频应用的需求。而且，微波振荡器很难调谐，因为在高频时寄生参数成为了振荡电路电容的主要成分。鉴于此，我们通常用倍频器来实现可调谐、高频的信号产生器。
有源倍频器有很多类型。基于注入-锁存的频率合成器通常可以在中心频率处以相对较低的输入功率工作。然而，随着截止频率的增加，所需要的输入功率随之增加，相位噪声也会随之恶化。这一类频率合成器也有有限的工作范围，即，需要很宽的带宽。最近，有人提出了一些毫米波段的注入-锁存型频率倍增器。另一类有源倍频器，则基于有源器件（像三极管）的非线性特性。与基于注入-锁存型的倍频器相比，这些频率合成器具有更宽的带宽，但是它们需要消耗更多的直流功耗，需要更高的输入功率等级。
依赖于无源器件非线性特性的无源倍频器，有变容二极管、肖特基二极管等。这些倍频器并不需要消耗任何直流功率，但是有很高的转换损耗。在文献【20】中，使用130-nm CMOS工艺，用肖特基二极管组成了一个倍频器。在文献【19】中，使用65-nm CMOS工艺，用累加态MOS型变容管实现一个倍频器。这些无源倍频器同样可以用分布型器件实现，例如由电感和非线性电容组成的非线性传输线。用CMOS工艺制成的积累模式MOS变容管具有很高的动态截断频率，用变容管制成的分布式无源倍频器可以产生高输出功率、宽带宽的信号。这些优点使得无源倍频器成为毫米波和太赫兹波应用的一个好的候选者。
本工作关注于基于非线性传输线的倍频器。除了产生谐波，用CMOS工艺制作的非线性传输线也可以用来完成一些有趣的实验。早些时候，基于1-D NLTL的脉冲整形器和孤子信号产生器得到了展示。最近，文献【26】展示了基于 2-D NLTL媒介的更加陡峭、更高幅度的孤子信号产生器。通过放大各种参数，非线性传输线也有潜力产生子谐波。使用NLTL实现的相敏增益已经被用来构成一个低噪声的放大器。对于高速量化以及完成所需的模拟信号处理计算，比如傅里叶变换，非线性的2-D 点阵也是一个可行的选择。
传统的非线性传输线受到色散特性的影响。色散是指传播速度随着频率的变化而变化。色散特性是离散传输线的固有特性，因此，在人造非线性传输线中无法避免。而且，随着工作频率接近截止频率，色散特性会随之变差。为了解决由色散引起的相位失配问题，最近有人提出了左手型和混合左手型非线性传输线。左手型非线性传输线很难用CMOS工艺实现，因为其要求MOS变容管以串联形式连接而不是并联。串联型MOS变容管的品质因数Q和非线性特性会下降。在本工作中，我们通过周期性的改变元件参数来修正传统的非线性传输线，以此来消除所需频率处的相位失配。改进型谐波信号产生器中所使用的同样技术也可以应用在非线性光学器件中，比如准相位匹配器。作为此概念的一个证据，我们用65-nm CMOS工艺搭建了一个20GHz的二倍频器。该二倍频器需要单端输入，并且提供差分输出。在3dBm输入功率时，转换损耗在3.5dB。我们将所提议的方法拓展到三倍频的应用中。为了展示我们所提出的方案在截止频率处的可行性，一个采用130-nm工艺的100GHz三倍频器得以构建。该三倍频器的测试频率为85GHz-120GHz，其在8dBm输入功率时的转换损耗为12.2dB。该二倍频器和三倍频器的相对带宽为23%和12.3%。
本论文的陈述方式如下：第二部分描述谐波信号产生器以及均匀性非线性传输线的色散效应。第二部分也会提出补偿色散的改进型非线性传输线。第三部分讨论二倍频器的设计与实施。第四部分描述三倍频器的设计方法、仿真和测量结果。第五部分总结这篇论文。
二：基于非线性传输线的倍频器
图1展示了一个由电感l和压敏电容c（V）组成的非线性传输线。任何频率为、幅度为的输入信号，都会产生高次谐波，并沿着传输线传播。使用微扰分析法，沿着低损耗非线性传输线传播的二次谐波，在任何距离x处的幅度，可以用以下的公式计算
（1）
式中是指不考虑色散时，基频分量的传播常数。是指二次谐波的衰减常数，b是指变容二级管C/V特性曲线的斜率。
同样，三次谐波的幅度值可以用下式计算
（2）
根据公式（1）和（2），在不考虑任何损耗时，二次和三次谐波的幅度随着非线性传输线长度的增加而增大。对于一个确定的值，非线性传输线的最佳长度可以在所需谐波幅度达到最大值时找到。
A：色散的影响
式（1）和（2）是在不考虑色散时得出的。色散是离散组件的一个特性，影响与频率有关的相速，特别是当频率接近一条传输线的截止频率时。现在，如果由于色散的影响使得ne;2，那么就是失配的相位，使得二次谐波幅度可以用下式表示：
（2）
式中是指二次谐波的复传输常数。上面的等式展示了二次谐波的幅度与累加失配相位()的正弦函数的关系。对于一个固定的值，二次谐波的幅度随着x值的增加而减少，且与x满足
B:应用于高效谐波信号产生器的改进型非线性传输线
色散很难避免，但可以通过修正非线性传输线模型来改善，使得相位在所需谐波间达到匹配。这可以通过周期性的改变变容二极管和电感的值来实现。这种设计，使得色散图中两个通带内产生带隙，而这可以用来调控分立元件的值。为了直观理解所提结构的相位匹配，在假设线性电容的前提下，可以考虑图2中其色散关系图。从图2中可以清晰的看到，当我们将基频分量放置在第一个通带内，将二次谐波放置在第二个通带内，就可以让。
为了论证非线性传输线为满足相位匹配而引入的带隙的可行性，我们用理想元件模拟仿真了一个均匀非线性传输线，和一个拥有同样截止频率和非线性常数b的有带隙的非线性传输线。两条传输线的截断频率都是在23GHz附近，非线性系数都为0.5。非线性传输线的频率转换设计值为10GHz到20GHz，即二倍频器。因为三次谐波的频率超出了截断频率，因而该非线性传输线结构只能传播基波和二次谐波。图3展示了两条传输线每单元的仿真相移结果。可以从图3中看出，有带隙非线性传输线的失配相位值为0，但是均匀非线性传输线的失配相位值为18.6°。
C: 三倍频谐波信号产生器的拓展
使用所提出的结构，我们也可以将相位匹配的概念拓展到高效三倍频谐波信号产生器。因为CMOS变容二极管具有有限的非线性特性，三次谐波只能由基波和二次谐波的混合来间接产生。这就意味着我们必须使得相位在另一个层次上匹配，因为这三个谐波必须满足基波相位与二次谐波和三次谐波相位匹配。空载对于使用变容二极管的三倍频器的重要性在文献【42】-【44】中有详细的分析。
使用上面所提的结构，我们可以将基波放置在第一个通带内，将三次谐波放置在第二个通带内，来确保二次谐波位于阻带内。谐波分量的这种放置方式并不支持二次谐波的传输，这意味着其无法传播，形成了一个驻波，位于传输线的每个带隙内。
III.二倍频器的设计和测量
我们用这种方式设计了一个非线性传输线结构的二倍频器，其采用单端输入，产生差分输出，而不需要利用任何平衡-非平衡转换器或多相滤波器。图5展示了一个推荐的二倍频器。只有当任意两点间基频分量的相位差异为0.5pi;或1.5pi;时，该倍频器在此两点间的二次谐波都是有差异的。二倍频器的实现和测量细节可以在文献【41】中找到，我们这里提到它是为了本论文的完整性。20-GHz的二倍频器是使用65nm CMOS工艺生产。
图6显示了不同输出时的幅度和相位误差。相位误差低于5°，而且随着输入功率的增加幅度误差逐渐减小。
图7显示了不同输入功率时的转换损耗和输出功率。我们所实现的最佳转换损耗为3.4dB。而且，即使在非常低的输入功率时，转换损耗依然很好。甚至在输入功率为-3dBm时，转换损耗大约为7.6db。图8显示了二倍频器在输入功率为3dBm时的可调谐性。
调谐是通过改变变容二极管的偏置电压来实现。我们可以通过使偏置电压为0.2到-0.2V实现二倍频器中心频率从8.7GHz到11GHz的调谐。
每个缓冲器需要从一个1.4-V的供应电源消耗大约13mA的直流电流。图形9展示了一个二倍频器的芯片图。表1做了不同研究的对比。文献【46】和【47】并不使用任何输出缓冲器。文献【12】、【45】中所描述的基于注射-锁存型倍频器并不工作在锁存范围之外。另一方面，文献【46】，【47】中所描述的无源倍频器具有很宽的带宽。
IV. 三倍频器的设计与测量
正如之前所描述的，高于二次谐波的分量会带来多种挑战。一个三倍频器需要额外的相位匹配，因为基波不仅要和二次谐波匹配，还要和三次谐波匹配。除了相位匹配，我们必须确保在不同的谐波分量间具有合适的隔离。正如图10描述的那样，我们采用一个具有差分输入的平衡回路来去除所有的偶次谐波分量。这个回路由两条非线性传输路径组成，每一条路径由两节本文所提议的非线性传输线组成，两条非线性传输线的尾端相连。两个不同的基波和三次谐波在两条传输线的尾端与虚拟地相连，并反馈回去，形成一个电压驻波。三次谐波则在驻波幅度达到最大值的那一点，使用缓冲器提取出来。
A:实现
所设计电路的实现，需要一个平衡-非平衡转换器来提供差分输入，同时需要缓冲器来提取输出。该三倍频器的原理图展示在图11中，使用的工艺为130-nm CMOS。我们选择的中心频率接近于100GHz。一个使用130-nm CMOS工艺的截断频率的测量峰值大约为135GHz，因此，我们的操作非常接近于该工艺的截断频率。
图11展示了一个使用非线性传输线，用变容二极管为负载的三倍频器的实现。所有的线均以共面传输线的形式相连，具有接地屏蔽。在该倍频器的制作工程中，4微米厚的顶层金属是用来做信号线，底部金属用来做接地屏蔽。图11中展示的是传输线的长度。图12展示了信号和地之间的距离。
所设计的平衡-非平衡转换器需要工作在30到38GHz。对于相对较小的芯片，一个有源的平衡非平衡转换拓扑结构得以运用，并且还有共栅极和共源极的应用来产生反向和非反向的同步输出。因为输入端的共栅拓扑结构，使得这种特定电路可以提供宽带宽的操作范围。这个平衡非平衡转换器的原理图如图13示。
源和栅极的增益都通过调整，达到了输出端非平衡幅度的最小值。通过使用传输线，将电感接入电路，因为其有利于平衡非平衡转换器的放置，使得电路满足对称型结构。图13展示了大信号的S参数仿真结果。
我们选择一个两级级联的锥形缓冲设计，来减小输入负载，增加增益。该缓冲器的原理图展示在图14中。输出焊盘的电容影响主要体现在输出匹配网络。大信号的回波损耗也在图14中得以展示。
输入端插入损耗在图15中得以表示。图15同样展示了对于不同输入功率的转换损耗和输出功率。其宽带宽输入匹配是因为平衡非平衡转换器的拓扑结构。我们所实现的最佳转换损耗大约为dB。在所提议的倍频器结构下，缓冲器在总的转换增益中的贡献低于2.5dB。
B：测量结果
图16展示了芯片图。图17展示了用来测量输出频率和输出功率的器件布局。
我们在两个输出端口都进行了测量。图18展示了在不同输出端口测量得到的非平衡幅度值。从90GHz到126GHz的输出幅度测量差值大约为1个dB。图19展示了在96GHz处，不同的输入功率所对应的转换损耗和输出功率。我们所实现的最佳转换损耗大约为12.3 dB。而这比仿真的结果还要好0.3 dB。图20展示了在给变容二极管加不同的偏置电压时，测量的输出功率随频率的变化曲线。倍频器3分贝相对带宽的瞬时值为10.4%。正如图20中所示，随着变容二极管偏置电压的变化，倍频器三分贝相对带宽可以增加到12.3%。
V：结论
在本论文中，我们展示了一种可供选择的非线性传输线来改善谐波信号产生器，并使用CMOS工艺来构建一个倍频器。所提出的非均匀非线性传输线可以消除基波和所需谐波因色散引起的相位失配现象。我们所提出结构的可行性通过建立两个原型来论证。一个是使用65-nm工艺的20GHz倍频器。另一个是为了展示我们的方法在截止频率处的可行性，构建了采用130-nm工艺的100GHz三倍频器。二倍频器所实现的最佳转换损耗为3.5dB,三倍频器所达到的最佳转换损耗为12.2db。两种结构都采用单端输入，产生差分输出。三倍频器产生的最大功率值大约为-1.5dB。二倍频器的三分贝相对带宽大约为23%，三倍频器的三分贝相对带宽为12.3%。三倍频器在输出功率和三分贝相对带宽方面的特性，优于以往报导的
资料编号：[3347]
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